ThemeGallery PowerTemplate

Size: px

Start display at page:

Download "ThemeGallery PowerTemplate"

生叙褒
5 years ago
Views:

1 第 5 章带通调制与解调

2 本章内容 5.1 二进制数字调制解调 5. 数字信号的最佳接收 5.3 二进制数字调制解调的误比特率 5.4 多进制数字调制解调 5.5 恒包络调制 5.6 各种数字调制的比较书中第 4 章和第 9 章

3 为什么需要载波调制数字基带信号的功率谱从零频开始而且集中在低频段, 因此只适合在低通型信道中传输但常见的实际信道是带通型的, 因此必须用数字基带信号对载波进行调制, 使基带信号的功率谱搬移到较高的载波频率上 ; 数字调制是将信元转换为适合信道特性的波形的过程发送 / 接收天线尺寸 (/4), 其中 =c/f 为载波波长数字调制是以基带数字信号直接控制载波的某一参量 ( 幅度频率或相位 ) 来实现的, 形成振幅键控 (ASK) 频率键控(FSK) 和相移键控 (PSK) 数字基带信号可以是二进制的, 也可以是多进制的, 因此就有二进制数字调制和多进制数字调制 s( t) A( t)cos t ( t) 3

4 5.1 二进制数字调制二进制幅度键控 (ASK) 在幅度键控中载波幅度随调制信号而变化, 也就是载波的幅度随着数字信号 1 和在两个电平之间转换二进制幅度键控中最简单的形式称为通 - 断键控 (OOK), 即载波在数字信号 1 或的控制下通或断 OOK 信号的时域表达式为 : S ( t) a Acos t OOK n c 其中 a n 为二进制信息, 可表示为 : a n 1 出现概率为 P 出现概率为 1 P 4

5 其典型波形为 : s(t) t ask.m 载波信号 t ASK 信号 t 一般情况下, 调制信号是具有一定波形形状的二进制脉冲序列, 可表示为 : B( t) a g( t nt ) n n 其中 T s 为调制信号间隔,g(t) 为单个脉冲信号的时间波形, 因此, 二进制幅度键控的一般时域表达式为 : SASK ( t) ang( t nts ) cosct n s 5

6 假设二进制序列的功率谱密度为 P B (ω), 则二进制幅度键控信号的功率谱密度为 P ASK (ω), 有 : 1 P ASK ( ) PB ( c ) PB ( c ) 4 或 1 P ( ) ASK f PB ( f fc) PB ( f fc) 4 推导得 PASK(f) G(f) fs -fs f PB(f) -fs fs f Ts 1 PASK ( f ) Sa ( ( f fc) Ts Sa ( ( f fc) Ts ( f fc) ( f fc) f -fc-fs -fc -fc+fs fc-fs fc fc+fs 6

7 因此它是一个双边带信号由此式可以看出, 幅度键控信号的功率谱是基带信号功率谱的线性搬移, 其频谱宽度是二进制基带信号的两倍 ASK 的调制器框图如下图所示 an 基带信号形成器 B(t) S ASK (t) 带通滤波器载波 Acos t c S ASK (t) 带通滤波器 B(t) 7

8 ASK 信号的解调有两种方式 : 包络检波和相干解调其解调器框图为 : 输入带通滤波器包络检波器抽样判决输出 (a) 包络检波定时脉冲输入带通滤波器低通滤波器抽样判决输出如果接收机利用了载波相位来检测信号, 称为相干检测 ; 否则, 称为非相干检测 ; cos c t (b) 相干解调定时脉冲在数字通信中, 解调和检测常互用 ; 解调侧重于波形的恢复, 检测侧重于码元的判决 8

9 5.1. 二进制频移键控 (FSK) 频移键控是利用载波的频率变化来传递数字信息在二进制情况下, 1 对应于载波频率 f 1, 对应于载波频率 f, 因此 FSK 信号的时域表达式为 : SFSK ( t) ang( t nts ) cos 1t ang( t nts ) cost n n 其中 a n 是 a n 的反码 a n 1 出现概率为 P 出现概率为 1 P a n 出现概率为 P 1 出现概率为 1 P 9

10 其典型波形为 : fsk.m 从图中我们可以看出, 二进制频移键控信号可以看成是两个不同载频的 ASK 信号之和,FSK 信号还可 (a) (b) A -A A 1 1 Ts f f 1 f 1 1 Ts f 1 t t 以表示为 : -A S FSK S1( t) Acos f1t S( t) Acos ft A f1 f1 1 1 Ts (c) t -A f f 1

11 设两个载频的中心频率为 f c, 频差为 Δf, 即 f c = ( f 1 + f ) / Δf = f 1 - f 调制指数 ( 频移指数 )h 定义为 :h =Δf /R s 其中 R s 为数字基带信号的速率当 h 值较小时, 其功率谱为单峰, 随着 Δf 的增大, 也就是 f 1 和 f 之间的距离增大, 功率谱出现了双峰 11

12 其频带宽度为 :W FSK = W+ Δf, 其中 W 是基带信号的带宽调制器框图如下 : 1 门二进制信息 (NRZ) 倒相 FSK 信号门两个独立的振荡器受控于输入的二进制信号, 二进制信号通过两个门电路, 控制其中一个载波信号通过 1

13 FSK 信号的解调分非相干和相干两种, 由于 FSK 信号可以看作是两个 ASK 信号之和, 因此 FSK 接收机就由两个并联的 ASK 接收机组成, 如下图所示 1 输入带通滤波器包络检波器定时脉冲抽样判决输出带通滤波器包络检波器 (a) 非相干解调 13

14 1 带通滤波器低通滤波器输入 cos 1 t 定时脉冲抽样判决输出带通滤波器低通滤波器 cos t (b) 相干解调 14

15 对于正交 FSK 信号, 采用非相干和相干解调时, 频率间隔是不同的二进制情况下, 设 s 1 (t)=acos(πf 1 t+φ ), s (t)=acosπf t, 若正交则有 : T cos( f t )cos f tdt T 1 利用三角函数化简为 cos [cos ( f f ) t cos ( f f ) tdt T 1 1 sin [sin ( f f ) t sin ( f f ) tdt 积分后为 1 1 sin ( f1 f) T sin ( f1 f) T cos ( f1 f) ( f1 f) cos ( f f ) T 1 cos ( f f ) T 1 ( f1 f) ( f1 f) 1 1 sin 因为 f 1 +f >>1, 上式化简为 cos sin ( f f ) T sin cos ( f f ) T 对任意 φ, 必须让 sinπ(f 1 - f )T= 时, cosπ(f 1 - f )T=1

16 因此, 仅当 π(f 1 - f )T=kπ 时, 条件才满足, 所以对于非相干情况, 正交 FSK 最小频率间隔为 f 1 - f =1/T( 即 k=1); 在相干解调时, 相位 φ 可通过锁相环估计出来, 即已知接收信号相位, 设 φ =, 带入 cos sin ( f f ) T sin cos ( f f ) T 可得 sinπ(f 1 - f )T=, 即 π(f 1 - f )T=nπ 时, 条件满足, 所以相干解调情况下, 正交 FSK 最小频率间隔为 f 1 - f =1/T( 即 n=1)

17 另一种常用的方法是过零检测法,FSK 信号的过零点数随不同载频而异, 因而检测出过零点数就可以得到载频的差异, 进一步得到调制信号的信息 17

18 5.1.3 二进制相移键控 (BPSK) BPSK 是用二进制数字信号控制载波的两个相位, 这两个相位通常隔 π rad, 例如用相位和 π 分别表示 1 和 BPSK 已调信号的时域表达式为 : SBPSK ( t) ang( t nts ) cosct n 这里的 a n 为双极性数字信号, 即 a n 星座图 1 概率为 P 1 概率为 1 P 1 而 ASK 和 FSK 中的 a n 都是单极性信号 18

19 如果 g(t) 是幅度为 1, 宽度为 T s 的矩形脉冲, 则 BPSK 信号可表示为 : S ( t) cos t cos( t ), 或 BPSK c c i i 当数字信号的传输速率 R s =1/T s 与载波频率间有整数倍关系时,BPSK 信号的典型波形如右图所示 Ts PBPSK ( f ) { Sa ( ( f fc) Ts 4 S ( ( f f ) T } a c s Ts A t -A 1 1 PBPSK(f) f -fc-fs -fc -fc+fs fc-fs fc fc+fs 由于双极性脉冲序列没有直流分量, 因此 BPSK 信号是抑制载波的双边带调制, 这样 BPSK 信号的功率谱与 ASK 信号的功率谱相同, 只是少了一个离散的载波分量 19

20 BPSK 的调制器可以采用直接相乘法, 也可以采用相位选择法来实现, 框图如下 : 电平转换双极 NRZ S BPSK (t) 载波 Acos t c 二进制信息选相开关 S BPSK (t) 载波发生器

21 由于 PSK 信号的功率谱中没有载波分量, 所以必须采用相干解调的方式在相干解调中, 如何得到同频同相的本地载波是关键问题常用的载波恢复电路有两种, 一是平方环电路, 另外一种是科斯塔斯 (Costas) 环电路, 如下图所示锁相环 x(t) 带通滤波器平方环路滤波器平方环电路 VCO 载波 1

22 低通滤波器 x(t) cos( ct ) VCO 环路滤波器科斯塔斯环电路 9 低通滤波器在以上两种锁相环中, 设压控振荡器 VCO 输出载波与调制载波之间的相位差为 Δφ, 经分析可知,Δφ = nπ (n 为任意整数 ) 时 VCO 都处于稳定状态, 这就是说, 经 VCO 恢复出来的本地载波与所需要的相干载波可能同相, 也可能反相, 这种相位关系的不确定性, 称为 π 相位模糊度

23 BPSK 的相干解调器如下图所示输入带通滤波器低通滤波器抽样判决器二进制信息本地载波恢复位定时恢复 BPSK 信号的调制和解调过程可列表如下 : 3

24 其中码元相位表示码元所对应的 PSK 信号的相位,[φ *φ 1 ] 和 [φ *φ ] 表示相位为 φ 的 PSK 信号分别与相位为 φ 1 和 φ 的本地载波相乘, 从结果我们可以看出, 本地载波相位的不确定性造成了解调后的数字信号极性相反, 形成 1 和的倒置为了相位模糊度对相干解调的影响, 通常要采用差分相移键控的方法 4

25 5.1.4 二进制差分相移键控 (DPSK) BPSK 是利用载波相位的绝对数值来传递数字信息, 称为绝对调相, 本节我们主要讨论利用前后码元的载波相位的相对数值来传送数字信息, 因此又称为相对调相相对调相信号的产生过程 : 首先对数字基带信号进行差分编码, 即由绝对码变为相对码 ( 差分码 ), 然后再进行绝对调相 DPSK 调制器如下图所示, 二进制信息单极 NRZ 差分编码 ( 绝对码 ) ( 相对码 ) 电平转换双极 NRZ S DPSK () t 载波 Acos c t 5

26 差分编码可分为两种 : 传号差分码和空号差分码传号差分码是用跳变表示 1, 空号差分码是用跳变表示传号差分码的编码规则为 :b n = a n b n-1 最初的 b n-1 可任意设定, DPSK 信号的波形如下图所示绝对码相对码载波 DPSK 信号 6

27 对 DPSK 信号也要进行相干解调, 由于本地载波相位模糊度的影响, 解调得到的相对码复为绝对码时, 要进行如下的差分译码 : bˆn a ˆ ˆ ˆn b n b n 也是 1 和倒置的, 但由相对码恢这样得到的绝对码就不会有任何倒置的现象其相干解调器和各点的波形如下图所示, 1 DPSK 信号带通滤波器 a c 低通 d 抽样 e 滤波器判决器码变换器二进制信息 f b 本地载波恢复位定时恢复 7

28 a b c d e f

29 DPSK 信号的调制和解调过程列表如下 : a ˆ ˆ ˆn b n b n 1 表中红色的 1 表示最初的 b n-1 值可随意设置 9

30 DPSK 信号的另一种解调方 DPSK 信号带通滤波器 a c 低通滤波器 d 抽样判决器二进制信息 e 法是差分相干 b 解调延迟 Ts 位定时恢复 a b c d e

31 DPSK 信号的调制和延迟解调过程同样可列表如下 : 绝对码 a n 差分码 b n 码元相位 φ π π π π π π 延迟码元相位 φ D π π π π π π [φ *φ D ] 极性绝对码 aˆn 值得注意的是, 接收端判决器的判决准则为 : 抽样值大于, 判为 ; 抽样值小于, 判为 1; 31

32 5. 数字信号的最佳接收所谓最佳接收, 是在一定条件下, 针对某一种信号, 按照某一个判决准则得到的最佳接收机这样由于准则和信号的不同, 将有不同结构和性能的最佳接收机最佳接收理论主要研究假设检验和参数估值两方面的问题, 前者是研究如何从噪声中判决有用信号是否出现, 后者是研究从噪声中测量有用信号的参数, 我们这一节主要讨论前者, 而且限于数字信号的假设检验, 即数字信号的最佳接收问题在数字通信中, 最常用的最佳准则是最大输出信噪比和最小差错概率 3

33 5..1 使用匹配滤波器的最佳接收机从最佳接收的意义上来说, 一个数字通信系统的接收设备可以视作一个判决装置, 该装置由一个线性滤波器和一个判决电路构成, 如下图所示接收信号线性滤波器判决电路数字信息线性滤波器对接收信号进行相应的处理, 输出某个物理量提供给判决电路, 以便判决电路对接收信号中所包含的发送信息作出尽可能正确的判决, 或者说作出错误尽可能小的判决为了达到这样的目的, 线性滤波器应对接收信号进行什么样的处理呢? 33

34 假设有这样一种滤波器, 当不为零的信号通过它时, 滤波器的输出能在某瞬间形成信号的峰值, 而同时噪声受到抑制, 也就是能在某瞬间得到最大的峰值信号功率与平均噪声功率之比在相应的时刻去判决这种滤波器的输出, 一定能得到最小的差错率设滤波器的传递函数为 H(f), 冲激响应为 h(t), 滤波器输入为发送信号与噪声的叠加, 即 x(t) = s(t) + n(t) 其中 n(t) 为高斯白噪声, 其双边功率谱密度为 P n (f) = N / x(t) 匹配滤波器 H(f) y(t) 34

35 滤波器的输出 y(t) 为 : y(t) = x(t)*h(t) = [ s(t) + n(t) ]*h(t) 其中信号部分为 : ( ) ( )* ( ) ( ) ( ) j ft S y t s t h t S f H f e df 滤波器输出噪声的功率谱密度为 : P ( f ) P ( f ) H( f ) n n 噪声的平均功率为 : N Pn ( f ) df P ( ) ( ) n f H f df 35

36 在 t = T 时刻的输出信噪比为 : SNR j ft j ft S( f ) H ( f ) e df S( f ) H ( f ) e df ( ) ( ) N P n f H f df H( f ) df 使 SNR 达到最大的 H(f) 就是我们所求的最佳滤波器的传递函数, 利用 Schwartz 不等式, X ( f ) Y( f ) df X ( f ) df Y( f ) df 上式只有 X(f) 和 Y * (f) 成正比, 即 X f ky f * ( ) ( ) 时等式才成立 36

37 Y( f ) S( f ) e j ft 令 X(f) = H(f), 带入上式, 可得 : H( f ) df S( f ) df SNR S( f ) df N N H( f ) 当上式取等号时, 必须满足 : H( f ) KS ( f ) e * j ft df 其中 K= k/n, 由于 k 为任意常数, 指数因子只表示延时, 因此输出信噪比最大的滤波器, 其传递函数必须与信号频谱的复共轭成正比, 故这种滤波器称为匹配滤波器 37

38 对上式进行傅立叶反变换, 可得匹配滤波器的冲激响应 h(t) 为 : j ft j ft h( t) KS ( f ) e e df j f ( T t) 当输入信号 s(t) 为实信号时, 有 S * ( f ) = S( -f ), 因此, 匹配滤波器的冲激响应是输入信号 s(t) 对纵轴的镜像 s(-t) 在时间上延迟了 T KS ( f ) e df j f ( T t) ( ) ( ) ( ) h t KS f e df Ks T t 38

39 匹配滤波器的输出信号为 y ( t) s( t) h( t) s( t ) h( ) d s K s( t ) s( T ) d 令 u t 其中 R s (t-t) 是 s(t) 的自相关函数由此可见, 匹配滤波器的输出信号与输入信号的自相关函数成正比 K s( u) s( t T u) du KR ( t T ) 由帕什瓦尔定理可知, 输入信号 s(t) 的能量 E s 为 Es s ( t) dt S( f ) df s 由此可得匹配滤波器的最大输出信噪比为 : SNR S f df N E s ( ) N 39

40 例 : 已知输入信号是单位幅度的矩形脉冲, 如图 (a) 所示 (1) 求相应的匹配滤波器的单位冲激响应和传递函数 () 求匹配滤波器的输出 s(t) 解 :(1) 由图 (a) 可见, 输入信号 s(t) 可表示为 : 1 t T st () others (a) 1 1 h(t) T t 利用图解法, 取 s(t) 对纵轴的镜像, 然后在时间轴上延迟 T, 可得匹配滤波器的冲激响应也是一个矩形脉冲, 如图 (b) 所示, 可知, h(t)=s(t-t)=s(t), 取 h(t) 的傅氏变换, 可得匹配滤波器的传递函数为 : (b) T (c) jt 1 ( ) ( ) T jt jt H h t e dt e dt (1 e ) j y(t) T T T t t 4

41 () 匹配滤波器的输出为 y(t), 有 : y( t) s( t)* h( t) s( t ) h( ) d 根据 s(t) 与 h(t) 的卷积图形, 不难得到在个时间区间的 y(t) 值为 : yt () t t T T t T t T 输出波形如图 (c) 所示, 在 t=t 时输出波形达到最大值, 即 y max (t)=t 最大输出信噪比为 : SNR E / N T / N s 41

42 5.. 相关接收机一个时间有限的信号, 在频域上是无限延伸的, 显然在无限宽的频谱上实现精确匹配几乎是不可能的, 只能达到近似匹配由匹配滤波器可推导出另一种形式的最佳接收机, 能较好地解决实现上的困难匹配滤波器输入端的波形为信号与噪声的叠加, 即 x(t) = s(t)+n(t) 在 t = T 时, 接收机的输出为 : y( T) x( ) h( T ) d 设 h(t) 的表达式为 : T h( t) s ( T t) s ( T t) 1 4

43 当 t 不在 (,T) 时,h(t)=, 将上式代入可得, T y( T) x( )[ s ( ) s ( )] d T 1 x( ) s ( ) d x( ) s ( ) d 1 T 上式的最佳接收机方案, 可用下图所示的结构来实现两个函数相乘后再积分的运算为相关运算, 所以这种形式的接收机也称为相关最佳接收机, 简称为相关接收机 T ( ) dt + s(t)+n(t) s ( t) T ( ) dt - t=t 判决再生器输出 s ( t 1 ) 43

44 5..3 应用匹配滤波器的最佳接收性能下图所示的接收机由匹配滤波器抽样器和判决再生器组成接收波形 x(t) 经滤波器后为 y(t), 对 y(t) 在每比特抽样, 其抽样值 y(kt) 与判决器中预置的门限电平 V T 相比较设发送信号有 s 1 (t) 和 s (t) 两种形式当 y(kt)>v T 时判为 s (t), 当 y(kt)<v T 时判为 s 1 (t) 为简单起见, 考虑抽样时刻为 T x(t) 匹配滤波器 H ( ) 判决再生器抽样 44

45 假设滤波器的输入为 x(t)=s i (t)+n(t) 这里 s i (t) 为发送信号, 对应于 s 1 (t) 和 s (t) 滤波器的输出为 : y( t) x( t)* h( t) h( ) x( t ) d i 在 t=t 时刻, 对 y(t) 的抽样值为 : 其中第一项积分是个常数, 第二项积分表示窄带高斯随机噪声, 因此第一项积分为 y(t) 的均值假设收到 s 1 (t) 时 y(t) 的均值为 m 1, 收到 s (t) 时 y(t) 的均值为 m, 则有 : h( ) s ( t ) d h( ) n( t ) d y( T) h( ) s ( T ) d h( ) n( T ) d i T T 1 ( ) 1( ) m h s T d m h( ) s ( T ) d 45

46 无论收到 s 1 (t) 还是 s (t),y(t) 的方差即滤波器输出的噪声功率都是相同的, 可表示为 : N H f df y ( ) 这样, 在发送信号为 s 1 (t) 和 s (t) 时,y(t) 的概率密度函数分别为 : 1 fs y y T m 1 ( ) exp{ [ ( ) 1] / y} y 1 fs y y T m ( ) exp{ [ ( ) ] / y} y 46

47 设 m >m 1, 概率密度函数如图所示由于两条曲线是对称的, 因此最佳判决门限值为 : m V T m 1 f s1 ( y ) m1 V T m f s ( y) 设发送 s 1 (t) 和 s (t) 的概率相同, 即 P s1 =P s =1/, 将 s 1 (t) 错判为 s (t) 的概率为 P b,s1, 将 s (t) 错判为 s 1 (t) 的概率为 P b,s, 总误比特率可表示为 : P P P P P b s b, s s b, s V T fs ( y) dy f ( ) 1 s y dy VT V T f s 1 ( y) dy m m1 Q y Q[ d] 47

48 上式中的 d 称为归一化距离, 其表达式为 : d m m 1 y d 的取值可决定误比特率的大小,d 越大则错误率越低 d 的最大值对应 P b 的最小值, 为了求出 d 的最大值, 可首先求出 d 的最大值前面噪声平均功率的表达式可写为 : N N N H( f ) df h ( t) dt h ( t) dt y d T h ( )[ s ( T ) s 1( T )] d N h t dt ( ) 48

49 对于给定的 s 1 (t) 和 s (t), 要求出能使 d 最大的 h(t) 使用 Schwartz 不等式, 可求出 h(t) 的表达式为 h( t) s ( T t) s ( T t) t T 这时可使 d 达到最大值, 即 d 将上式展开, 1 T [ s ( T t ) s 1( T t )] dt max n T [ ( ) ( )] T s T t s1 T t dt [ s ( T t) s ( T t) s ( T t) s ( T t)] dt 1 1 E E E E s s s s

50 在上式中 : T T 1 1 Es s ( T t) dt s ( t) dt 1 T T Es s ( T t) dt s ( t) dt T s ( t) s ( t) dt 1 EE s s 1 Es 1 和 Es 分别为 s 1 (t) 和 s (t) 在一个码元 ( t T) 内的能量, 为相关系数, 取值范围为 (-1,1),ρ 取值大小由 s 1 (t) 和 s (t) 的相似程度决定 5

51 至此, 我们可得二进制调制的最小误比特率公式为 : 如果两种信号有相同的能量, 即 Es 1 =Es =E b, 则上式可化简为 : P b E E E E N s s s s 1 1 Q E b Pb Q (1 ) N 公式中的 E b /N 是输入信号每比特的能量与输入噪声单边功率谱密度之比由此可看出, 当 E b /N 一定时, 误比特率仅由波形的相关系数 ρ 决定 ρ 越大,P b 值就越大 1/ 51

52 (1)ASK 信号 ASK 信号可表示为 : 因此有 E E s s 1 A T / s1 ( t) s( t) Acos c t 在载波不为零的码元内信号的能量称为峰值能量 E s ASK 信号的峰值能量 E s =E s 两种信号平均在一个码元内的能量称为平均能量, 记作 E b 有 : E E E A T b ( s s ) / / 4 1 因此载波幅度 A 可表示为 : A Eb / T 由最小误码率公式可得 : P Q E / N b, ASK b 5

53 ()FSK 信号 FSK 信号的表达式为 : s1( t) Eb / T cos1t t T s( t) Eb / T cost t T 由表达式可知, 信号波形的相关系数为 : 通常 ω + ω 1 >>π/t, 则上述积分中第一项可近似为, 因此有 : 1 T Eb cos t cos1tdt Eb T 1 T [cos( 1) t cos( 1) t] dt T T sin( 1) t sin( 1) T ( ) T ( ) T

54 由此可知, 相关系数与 (ω - ω 1 )T 有关, 当 (ω - ω 1 )T = nπ 时,ρ=,s 1 (t) 和 s (t) 相互正交, 这时有 f - f 1 = n/t 此时的系统误比特率为 : P Q E / N b,fsk b 54

55 (3)BPSK 信号为便于和 ASK 信号比较, 将 BPSK 信号的幅度取为, 这样 BPSK 信号与 ASK 信号在一个码元周期内的平均能量相同 BPSK 信号的表达式为 : s 1( t) Eb / T cosct t T s( t) Eb / T cosct t T Eb / 表达式可知, 信号波形的相关系数 ρ= -1, 信号的峰值能量 E s 和平均能量 E b 相等, 代入公式, 得 : P b,psk E Q b N T 55

56 5..4 最佳非相干接收前面的讨论中都假设了输入信号的相位是已知的, 但实际上在很多情况下接收信号的载波相位是未知的由于发射和接收设备的不稳定性或信号传播路径的不确定性, 致使输入信号在某种程度上是不确定的, 在这种情况下就不能使用匹配滤波器或相关器接收, 即不能使用相干解调而只能使用非相干解调非相干解调的最大优点是不需要在接收端产生用于相干的参考载波信号 56

57 例 : 下图为一矩形波调制信号, 试求接收信号的匹配滤波器的冲激响应及输出波形解 : 矩形波调制信号可表示为 : s(t) A 这里, st () Acosct t T 其他 T t T 4T 8 / c 匹配滤波器的冲激响应为 : 即冲激响应与输入波形相同 c Acos c ( T t) t T h( t) s( T t) 其他 1 f c 57

58 输出波形可由 s(t) 与 h(t) 卷积求得, 即有 : ( t / )cosct t T ys( t) s( t)* h( t) [( T t) / ]cosct T t T Others 输出波形如下图所示, 它在 t=t 时达到最大值 y s (t) T T t 58

59 由匹配滤波器的输出波形可以看出, 当输入信号相位不同时, 在抽样时刻匹配滤波器输出的抽样值是不确定的当且在 t=t 时刻抽样, 则抽样值为正的最大值, 当仍在 t=t 时刻抽样, 则抽样值为如果在匹配滤波器和抽样器之间插入一个包络检波器, 便可消除相位变化带来的影响输出信号 / ( 虚线 ) T t t=t 59

60 对于 ASK 和 FSK 信号常常使用非相干的包络检波器, 因为电路比较简单非相干解调时 FSK 的误比特率 FSK 非相干解调的框图为 : 1 带通滤波器 y ( t 1 ) 包络检波器 v ( t 1 ) 输入定时脉冲抽样判决输出带通滤波器 y () t 包络检波器 v ( t ) 6

61 接收机输入端除信号外还有噪声, 即式中, u1r( t) ni( t) 发 1 yt () ur( t) ni( t) 发 u ( ) cos 1R t A 1t u ( ) cos R t A t 即用 f 1 表示 1,f 表示两个带通滤波器的输出为 : u1 R( t) n1 ( t) [ A n1 c( t)]cos 1t n1 s( t)sin 1t "1" y1() t n1 ( t) n1 c( t)cos 1t n1 s( t)sin 1t "" 61

62 u R( t) n ( t) [ A nc ( t)]cos 1t ns ( t)sin t "" y() t n ( t) nc( t)cos t ns( t)sin t "1" 两个包络检波器的输出分别是 y 1 (t) 和 y (t) 的包络, 即 v () t 1 [ A n1 c( t)] n1s( t) "1" n1 c( t) n1s( t) "" v 1 (t) 的概率密度函数 : 发 1 时为 Rice 分布, 发时为 Rayleigh 分布, 即 v () t [ A nc( t)] ns( t) "" nc( t) ns( t) "1" 6

63 v (t) 的概率密度函数为 : v1 A v 1 Av 1 n f1( v1 ) I e "1" n n 1 n f v e v v1 ( 1) "" n v A v Av n f1( v) I "" e n n v v n f( v) e "1" n 63

64 当系统发 1 时错判为的概率, 即判决时 v 1 <v 的概率为 p(/1), p( /1) p( v v ) f ( v ) f ( v ) dv dv 1 1 exp( Eb / N ) v 1 1 同理, 我们可得 : p(1/ ) p( v v ) f ( v ) f ( v ) dv dv 1 exp( Eb / N ) 1 v

65 系统误比特率为 : 1 Pb, NCFSK p(1) p(/1) p() p(1/ ) exp( Eb / N) 在非相干解调下, 其他调制方式的性能为 : 1 Pb, NCASK exp( Eb / 4 N ) DPSK 差分相干解调误比特率为 : 1 Pb,DPSK exp( Eb / N ) 65

66 5..5 二进制数字调制系统的性能比较方式误比特率近似带宽相干 ASK 非相干 ASK 相干正交 FSK 非相干正交 FSK 相干 BPSK Q E / N b Q E / N b 1 exp( Eb / 4 N ) 1 exp( Eb / N ) Q Eb / N f s f s + f -f 1 1 差分相干 DPSK exp( Eb / N ) f s 66

67 f s 为基带信号的谱零点带宽, 数值上等于数字信号的速率 R s 在同一类型的键控系统中, 相干方式略优于非相干方式, 但相干方式需要在接收端恢复本地载波, 接收设备较复杂, 一般在高质量的数字通信系统中才采用不同类型的键控方式相比较,BPSK 的性能最好在码元速率 R s =1/T s 相同的情况下,BPSK 和 ASK 占据的频带比 FSK 窄, 也就是说频带利用率高于 FSK 如下图所示: 1 1 P_ask_coherentr ( ) P_ask_noncoherentr ( ).1.1 P_bpskr ( ) P_DPSK( r) P_fsk_coherentr ( ) P_fsk_noncoherentr ( ) log( r) 16 67

68 5.3 多进制数字调制用多进制的数字基带信号调制载波, 就可以得到多进制数字调制信号通常, 将多进制的数目 M 取为 M= n 当携带信息的参数分别为载波的幅度频率或相位时, 数字调制信号为 M 进制幅度键控 (MASK) M 进制频移键控 (MFSK) 或 M 进制相移键控 (MPSK) 也可以把其中的两个参数组合起来调制, 如 M 进制正交幅度调制 (MQAM) 当信道频带受限时, 采用 M 进制数字调制可以增大信息传输速率, 提高频带利用率 68

69 5.3.1 M 进制幅度键控 (MASK) 在 M 进制的幅度键控信号中, 载波幅度有 M 种取值当基带信号的码元间隔为 T s 时,M 进制幅度键控信号的时域表达式为 : SMASK ( t) ang( t nts ) cosct n 其中 g(t) 为基带信号的波形,ω c 为载波的角频率,a n 为幅度值, 有 M 种取值 69

70 我们以 4ASK 信号为例, B(t) 画出其波形 (a) S ASK 4 ( t) Ts t (b) t 图 (a) 为四电平基带信号 B(t) 的波形, 图 (b) 为 4ASK 信号的波形, 它可以等效为 4 种波形之和, 每种波形 ( 零波形除外 ) 都是一个 ASK 信号, 这就是说 MASK 信号可以看成是由时间上互不相容的 M-1 个不同振幅的 ASK 信号的叠加, 所以 MASK 信号的功率谱便是这 M-1 个信号的功率谱之和 7

71 尽管叠加后功率谱的结构是复杂的, 但就信号的带宽而言, 当码元速率 Rs 相同时,MASK 信号的带宽与 ASK 信号的带宽相同但是 M 进制基带信号的每个码元携带有 log M 比特信息这样在带宽相同的情况下,MASK 信号的信息速率是 ASK 信号的 log M 倍 MASK 的调制方法与 ASK 类似, 但是首先要把基带信号由二电平变为 M 电平将二进制信息序列分为 n 个一组, n=log M, 然后变换为 M 电平基带信号 M 电平基带信号对载波进行调制, 便可得到 MASK 信号 MASK 信号的解调可以象 ASK 一样, 采取包络检波和相干解调方法 71

72 5.3. 多进制频移键控 (MFSK) 在 MFSK 中, 载波频率有 M 种取值 MFSK 信号的表达式为 : Es SMFSK ( t) cosit t Ts i,1,..., M 1 T s 式中,E s 为单位符号的信号能量,ω i 为载波角频率, 有 M 种取值 7

73 5.3.3 多进制相移键控 (MPSK) MPSK 信号的表达在 MPSK 中, 载波相位有 M 种取值, 当基带信号的码元间隔为 T s 时,MPSK 信号可表示为 : Es SMPSK ( t) cos( ct i ) i,1,..., M 1 T 其中 E s 为信号在一个码元间隔内的能量,ω c 为载波角频率, 为相位,φ i 有 M 种取值 MPSK 信号仅用相位携带基带信号的数字信息, 为了表达出基带信号与载波相位的联系, 可将码元持续时间为 T s 的基带信号用矩形函数表示, 即 s 1 t T rect() t s others 73

74 这样,MPSK 信号的表达式又可写为 : Es SMPSK ( t) rect( t nts )cos[ ct ( n)] T n 式中, 矩形函数与基带信号的码元相对应,φ (n) 为载波在 t=nt s 时刻的相位, 属于 φ i 中的一个值, 其取值通常是等间隔的, 即 φ i =πi/m+θ, i=,1,, M-1 s 其中 θ 为初始相位为方便起见, 设 θ= Es SMPSK ( t) cosct cos ( n) rect( t nts ) T n Es sinctsin ( n) rect( t nts) T n s s 74

75 令 Es Es an cos ( n), bn sin ( n) T T s s 上式变为 : SMPSK ( t) anrect( t nts ) cosct n bnrect( t nts ) sinct n 上式中的每一项都是一个 MASK 信号, 但载波是正交的, 这就是说,MPSK 可以看成是两个正交载波的 MASK 信号的叠加, 所以 MPSK 信号的频带宽度应与 MASK 信号的频带宽度相同当信息速率相同时,MPSK 信号与 BPSK 信号相比, 带宽是后者的 1/log M, 即频带利用率提高到 log M 倍 75

76 上式可简写为 : S ( t) I( t)cos t Q( t)sint MPSK c c 其中 : I( t) anrect( t nts ) Q( t) bnrect ( t nts ) n n 在 MPSK 表达式中, 第一项称为同相分量, 第二项称为正交分量, 因此, MPSK 信号可以用正交调制的方法产生 S MPSK (t) = I(t)cosω c t - Q(t)sinω c t 也可以写成复包络的形式, 即 S MPSK (t) = Re{g(t)e jω ct }, 其中 g(t)=i(t)+jq(t) MPSK 信号是相位不同的等幅信号, 所以用矢量图可对 MPSK 信号进行形象而简单的描述在矢量图中, 通常以相位载波作为参考矢量下图给出了 M=,4,8 三种情况下的矢量图 M= M=4 M=8 76

77 MPSK 信号的调制在 MPSK 信号的调制中, 随着 M 值的增加, 相位之间的相位差减小, 使系统的可靠性降低, 因此 MPSK 调制中最常用的是 QPSK 和 8PSK QPSK 信号的产生方法常用的有正交调制法和相位选择法二进制信息正交调制法串并转换电平产生电平产生 I(t) 载波发生器 Q(t) 9 Acos f t c Asin f t c 已调信号 77

78 输入的串行二进制码经串并转换, 分为两路速率减半的序列, 电平发生器分别产生双极性二电平信号 I(t) 和 Q(t), 然后分别对同相载波和正交载波进行调制, 相加后得到 QPSK 信号, I(t) 和 Q(t) 的典型波形如下图所示 I(t) 1-1 Q(t) t t t 78

79 相位选择法 QPSK 也可以用相位选择法产生, 用数字信号去选择所需相位的载波, 从而实现相移键控, 如下图所示载波发生器产生 4 种相位的载波, 输入的数字信息经串并转换变为双比特码, 经逻辑选择电路, 每次选择其中的一种作为输出, 经带通滤波器滤除高频分量, 这种方法适于载频频率较高的场合二进制信息串并转换选相电路带通滤波器已调信号四相载波发生器 3 79

80 MPSK 信号的解调由信号表达式我们可知,MPSK 信号等效为两个正交载波的幅度调制, 所以 MPSK 信号可以用两个正交的本地载波信号实现相干解调 QPSK 的相干解调器如下图所示, 同相路和正交路分别设置两个相关器 QPSK 信号同时送到解调器的两个信道, 在相乘器中与对应的载波相乘, 并从中取出基带信号送到积分器, 在 ~T b 时间内积分, 分别得到 I(t) 和 Q(t), 再经抽样判决和并串转换即可恢复原始信息 QPSK 信号载波恢复 9 积分 I(t) 位定时恢复判决并串转换二进制信息积分 Q(t) 判决 8

81 在 MPSK 相干解调中, 恢复载波时同样存在相位模糊度问题, 与 BPSK 时一样, 对于 M 进制调相也要采用相对调相的方法对输入的二进制信息进行串并转换时, 同时进行逻辑运算, 将其编为多进制差分码, 然后再进行绝对调相解调时, 可以采用相干解调和差分译码的方法, 也可采用差分相干解调即延迟解调的方法 81

82 由香农公式可知,E b /N 存在一个极限值, 低于该值无法实现无差错传输, 该值 (-1.6dB) 也被称为香农极限理想线 P B 关于 E b /N 的典型 PB 曲线香农极限 -1.6dB E b /N k=1 和具有相同的性能! 性能与带宽的折中相干检测多相信号误比特率 M 进制相干检测正交信号误比特率

83 BPSK 和 QPSK 具有相同的误比特率, 但误码率不同! 前面我们给出过, 比特速率 Eb S W N N R, 其中 S 是信号平均功率,R 是 QPSK 由个正交 BPSK 表示, 设 QPSK 信号幅度为 A, 则 I 路和 Q 路的幅度各为 A/, 每个正交 BPSK 信号的平均功率是 QPSK 信号的一半, 因此每一路信号的数据速率为 R/ 平均功率为 S/ 因此,QPSK 信号的 E b /N 可由每个正交 BPSK 的 E b /N 来刻画, 为 Eb N S / N W R / 每个正交的 BPSK 和混合的 QPSK 具有相同的 E b /N 和误比特率 A/ 正交 BPSK sinω t A 45 o 同相 BPSK A/ QPSK cosω t

84 等概 MPSK 信号相干检测的误码率 ( 信噪比较大时 ) 为 : E log M E P ( M ) Q s Q E s b in sin N M N M 误码率与误比特率 ( 格雷编码 ) 的关系为 P B P E /log M 等概正交 MFSK 信号相干检测时的误码率上界为 : E s PE ( M ) ( M 1) Q N 等概正交 MFSK 信号非相干检测时的误码率为 : M 1 E s j M E s PE ( M) exp ( 1) exp M N j jn j 其中 M M! j j!( M j)! 误码率与误比特率 ( 格雷编码 ) 的关系为 P P B E k1 M / k 1 M 1

85 5.3.4 多进制正交幅度调制 (MQAM) 单独使用幅度或相位来携带信息时, 不能充分地利用信号平面, 多进制振幅调制时, 矢量端点在一条轴上分布, 多进制相位调制时, 矢量端点在一个圆上分布随着进制数 M 的增大, 这些矢量端点之间的最小距离也随之减小但如果我们充分地利用整个平面, 将矢量端点重新合理地分布, 则有可能在不减小最小距离的情况下, 增加矢量端点的数目由此我们引出振幅与相位相结合的调制方式, 一般的复合调制称为幅相键控 (APK), 两个正交载波幅相键控称为正交振幅调制, 记作 QAM 85

86 正交振幅调制的一般表达式为 : S ( t) A cost B sint t T QAM m c m c s 其中 T s 为码元宽度,A m 和 B m 为离散的振幅值,m=1,,,M,M 为 A m 和 B m 的个数由上式可以看出, 已调信号是由两路相互正交的载波叠加而成, 每路载波被一组离散的振幅 {A m } {B m } 所调制, 故称这种调制为正交振幅调制正交幅度调制联合利用了幅度和相位来携带信息, 从下面的矢量图中我们可以看出 Q Q 由于 MQAM 的信号点均匀地分布在整个平面, 所以在信号点数相同时, 信号点之间的距离加大了 I I 16PSK 16QAM 86

87 假设已调信号的最大幅度为 1,MPSK 星座图上信号点之间的最小距离为 : d MPSK =sin(π/m) 而 MQAM 时, 星座图为矩形 ( 方形 ), 最小距离为 : d MQAM M 1 L 1 式中,M=L,L 为星座图上信号点在水平轴或垂直轴上投影的电平数由上面的式子我们可以看出, 当 M=4 时,d QPSK =d 4QAM, 这是因为两者的星座图相同, 当 M>4 时,d M QAM >d MPSK, 这说明 MQAM 的抗干扰能力优于 MPSK 87

88 MQAM 信号可以用正交调制的方法产生, 调制器框图如下图所示 R b / -L 电平转换 LPF Acos f t c 二进制信息串并转换载波发生器已调信号 9 R b / -L 电平转换 LPF 串并转换将速率为 R b 的输入二进制序列分成两个速率为 R b / 的二电平序列,-L 电平转换器将二电平序列变成 L 电平信号, L M,L 电平的信息速率为 R b /log M, 然后,L 电平信号分别与两个正交的载波相乘, 相加后得到 MQAM 信号 88

89 MQAM 信号的解调可以采用正交的相干解调方法, 其方框图如下 : MQAM 信号载波恢复 9 LPF LPF I(t) 位定时恢复 Q(t) 判决 (L-1) 门限判决 (L-1) 门限同相路和正交路的 L 电平基带信号经判决 ( 注意有 L-1 个门限电平 ) 后, 分别恢复出速率为 R b / 的二进制序列, 最后经并串转换合成一路速率为 R b 的二进制序列并串转换 Rb/ Rb/ 二进制信息 89

90 由于 MQAM 和 MPSK 信号都可以看成是两个正交的抑制载波双边带调幅信号的相加, 所以它们的功率谱都取决于同相路和正交路基带信号的功率谱在相同信号点数时, MQAM 和 MPSK 的功率谱相同, 带宽均为基带信号带宽的倍在理想情况下,MQAM 和 MPSK 的最高频带利用率均为 log M bps/hz 当基带信号具有升余弦滚降特性时, 频带利用率为 logm/(1+α) bps/hz 对矩形星座图 AWGN 信道匹配滤波接收情况下, MQAM 的误比特率为 3log L E 1 (1 L ) b PB Q, L M log L L 1 N 9

91 5.4 恒包络调制恒包络调制有以下优点 : 极低的旁瓣能量 ; 可使用高效的 C 类高功率放大器 ; 容易恢复用于相干解调的载波 ; 已调信号的峰均比低等偏移四相相移键控 (OQPSK) 前面讨论 QPSK 信号时, 每个符号的包络是恒定的但当码组 11 或 11 时, 产生 18 度的载波相位跳变这种相位跳变会引起包络的起伏, 当通过一个带通滤波器后, 可能会出现包络为零的情况为了消除 18 度的相位跳变, 在 QPSK 基础上提出了 OQPSK 调制方式 91

92 OQPSK 的全称为偏移四相相移键控它与 QPSK 有同样的相位关系, 也是把输入码流分成两路, 然后进行正交调制不同点在于它将同相和正交两支路的码流在时间上错开了半个码元周期由于这个偏移, 每次只有一路可能发生极性翻转, 不会发生两支路码元同时翻转的现象因此,OQPSK 信号的相位只能跳变 o 和 ±9 o, 不会出现 18 度的相位跳变 OQPSK 的调制框图如下 : Tb 电平产生 LPF I(t) Acos f t c 二进制信息 Tb 串并转换载波发生器 BPF 已调信号 9 Tb 延迟 Tb 电平产生 LPF Q(t) Acos f t c 9

93 T b 的延迟电路是为了保证 I Q 两路码元偏移半个码元周期, LPF 是成形滤波,BPF 的作用是形成 OQPSK 信号的频谱形状, 保持包络恒定由于两路码元在时间上偏离了 T b, 当 t <t 1 <t 时, 矢量的合成顺序为 It, Qt 1, It,, 由于初始条件不同, 合成矢量也不相同下表选择了 It, Qt 1, It 三个相邻码元 t 1 时的矢量为 Qt 1 和 It 的合成,t 时的矢量为 It 和 Qt 1 的合成, 图中标出了由 t 1 到 t 的相位变化我们规定矢量逆时针旋转为正, 从图中我们可以看出, 不管矢量处于第几象限, 其相位变化只有 o 和 ±9 o 三个值 93

94 同相支路中码元转换时刻的相位变化表数据序列 t 时的相数据序列 t 时的 It Q I t 1 t 位变化 It Q I t 1 t 相位变化 t 1 t Q t t Q I I t Q I t 1 t 1 Q t 9 I Q t 9 I t 1 t 1 Q 9 I t 1 Q Q t I t 1 t t 1 I 94

95 OQPSK 信号可表示为 : 其中 S ( t) A[ I( t)cos t Q( t)sin t] OQPSK c c I( t) anrect[ t (n 1) Tb] n Q( t) b rect[ t nt ] n n a n 和 b n 的取值为 +1 或 -1, 分别对应于和 1 b 95

96 OQPSK 信号采用正交相干解调方法, 其原理图如下 : LPF 判决 I OQPSK 信号载波恢复定时延迟 Tb 并串转换二进制信息 9 LPF 判决 Q 96

97 5.4. 最小频移键控 (MSK) OQPSK 虽然消除了 18 度的相位跳变, 但仍发生 ±9 o 的相位变化, 最小频移键控 (MSK) 追求信号相位路径的连续性, 是二进制连续相位 FSK(CPFSK) 的一种最小指的是这种调制方式能以最小的调制指数 (h=.5) 获得正交的调制信号在一个码元时间 T b 内,CPFSK 信号可表示为 : S ( t) Acos[ f t ( t)] CPFSK c 其中 f c 是未调载频,φ (t) 为随时间连续变化的相位, 它是一个时间连续函数, 若传码时载频为 f 1, 传 1 码时载频为 f, 频差 Δf = f - f 1, 由 FSK 信号的正交条件可知, 当 (ω -ω 1 )T s =nπ 时, 两信号正交, 取 n=1, 可得最小频差为 :Δf = f - f 1 = 1/T s = 1/T b 此时的偏移指数为 :h= Δf /R b =.5 f 1 = f c -1/4T s, f = f c +1/4T s 97

98 这是满足正交条件下的最小调制指数,h=.5 的频移键控称为最小频移键控 (MSK) f c f f 1 式中 φ () 为初相角, 取决于过去码元调制的结果, 它的选择要防止相位的任何不连续性 ft ( t) () ft SMSK ( t) Acos fct () pnt Acos fct () Tb 其中 p n =±1, 分别对于二进制信息 1 和 98

99 由 ft t ( t) () () T b 为了方便, 假定 φ ()=, 同时假定 + 对应于 1 码, - 对应于码当 t> 时, 在几个连续码元时间内,φ (t) 的可能值如下图所示正斜率直线表示传 1 码时的相位轨迹, 负斜率直线表示传码时的相位轨迹在每一码元时间内, 相对于前一码元载波相位不是增加 π /, 就是减少 π / 例如图中红线路径所对应的信息序列为 / / / 3 / (t) T b 4T b 6T b t 99

100 若将 φ (t) 扩展到多个码元时间上可写为 : t () t pn n T b 这表明 MSK 信号的相位是分段线性变化的, 同时在码元转换时刻相位仍是连续的 MSK 信号波形的表达式可重新写为 : pnt SMSK ( t) Acos fct n Tb 由上图我们可知,φ n 是截距, 其值为 π 的整数倍, 即 φ n =kπ 利用三角函数, 并注意到 sinφ n =, 有 t t SMSK ( t) AaI ( t)cos cos ct aq ( t)sin sinct Tb Tb A I( t)cos t Q( t)sin t c c 1

101 其中 : t I( t) ai ( t)cos Tb a ( t) cos I n t Q( t) aq ( t)sin Tb aq ( t) pn cosn 根据以上的分析, 我们可以画出 MSK 调制器的框图如下 : 二进制信息串并转换 cos( t / T 振荡 f=1/4t b Tb b sin( t / T b ) ) Acos f t 振荡 f c 9 c Asin f t MSK 信号 c 11

102 MSK 最佳接收机如下图所示 : MSK 信号 cos t T b cos f (k 1) T c t (k 1) T b dt b t ( k 1) T b 判决并串转换二进制信息 sin t T b sin f c t (k ) T kt b b dt t ( k ) T b 判决 1

103 5.5 各种数字调制的比较在设计一个实际系统时, 往往要根据系统设计的要求如频带利用率 BER 要求可实现性成本等方面选择一个合适的调制方式多进制数字调制的频带利用率比二进制数字调制的频带利用率高 ; 多进制数字调制系统的误码率是平均信噪比及进制数的函数 M 一定, 平均信噪比增大时, 误码率就减小 ; 平均信噪比一定,M 增大时, 误码率就增加 ; 也就是说, 在相同的噪声下, 多进制数字调制相同的抗噪声性能低于二进制数字调制系统 ; 对 MFSK 而言, 相干检测和非相干检测性能相比, 在 M 相同的条件下, 相干检测的抗噪声性能优于非相干检测, 但是随着 M 的增大, 两者之间的差距会减小 ; 在同一 M 的条件下, 随着信噪比的增加, 两者性能都会趋于同一极限值 13

104 当信道有严重衰落时, 通常采用非相干解调或差分相干解调, 因为这时在接收端不易得到相干解调所需的相干参考信号一般来说, 选择时, 如果抗噪声性能是主要的, 则应考虑相干 PSK 和 DPSK,ASK 就不可取 ; 如果带宽是主要的因素, 则应考虑多进制 PSK 相干 PSK DPSK 及 ASK,FSK 就不可取 ; 如果考虑设备复杂性, 非相干方式比相干方式更合适 14

105 课题练习

106

107 作业 :P18 页 4.1, 4.4, 4.5, 4.16, 后面的一个补充题提示 : 用到了公式 4.17, 4.11, 4.15, 4.113

108 设发送数字信息为 11111, 试分别画出 ASK FSK BPSK 及 DPSK 信号的波形示意图发送信息 ASK FSK BPSK DPSK

Microsoft PowerPoint - 第十二讲-12.pptx

Microsoft PowerPoint - 第十二讲-12.pptx 第四章信号的调制传输基带信号频率较低, 不宜在一般信道中直接传输发送端调制, 接收端反调制 ( 解调 ) 调制 : 用基带信号去改变载波的某些参数已讨论脉冲调制 :PM PCM 本章讨论正弦波调制. 数字信号的调制数字信号调制的两种类型 : 模拟调制法实现数字信号的调制 : 将数字基带信号视为模拟信号的特殊情况用数字信号离散取值特点来键控载波 ( 键控法 ): 一般用数字电路实现 49 三种基本键控调制方式