第二章确定信号分析.01, 在我国古代, 常用烽火来传递敌军来袭的消息从信号的角度来看, 烽火属于信号.0, 目前, 第三代移动通信 (3G) 标准一共有个, 其中是由我国自行提出的国际标准.03, 对于点对点通信, 按照消息传送的方向和时间, 可以为,, 三种方式.04, 通信系统按照信号类型可

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诰割辛郗
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1 北京邮电大学硕士研究生入学考试通信原理复习备考资料基础知识题雪山灰虎整理 010 年 11 月使用说明 : 本文档总结了北邮通信原理教材中常见的 3 个小题, 可以供考 801 和 803 的同学使用对于考 801 的同学, 本文档可以直接用来准备第一题的填空选择题另外, 无论是考 801 还是 803, 都可以使用本文档来辅助巩固教材中比较零散的知识点, 从而达到查漏补缺的作用有以下几点是需要注意的 : 1, 本文档包括了北邮历年 801 试题和期中期末考试题的选择填空题部分, 因此可以不必再花时间去复习那些零散的小题, 虽然是一些小题, 但是不代表这些题就是很容易的, 实际上很多题都涉及几节甚至几章的知识, 难度还是比较大另外做小题不能像大题那样花很多时间计算, 因此对知识的熟练程度要求较高熟练掌握这些小题对提升整体的理解会有较大的帮助 3,801 所考的填空选择题, 而本文档全部采用的是填空题, 因此对于一些完全不知道填什么的题可以直接对照参考答案弄懂, 在实际考试中可以从备选答案中获得提示 4, 本文没有任何猜题的意思, 因此大家在使用时应该侧重掌握其中的知识, 而不是期望考试中会出完全一样的题实际上近年的填空题以理解和计算类型居多, 概念类型的题很少, 只有在理解知识点的基础上才能获得较高的分数 5, 文档后面提供了参考答案, 由于时间仓促, 不能保证这些答案完全正确, 因此答案仅供参考如果发现答案中有错误, 请告知作者以进一步完善声明 : 本问整理及编辑由雪山灰虎 (QQ: ) 完成, 任何考生都可以使用和传播该文档, 但是任何单位和个人不得将该文档印刷后进行销售祝大家考研成功!

2 第二章确定信号分析.01, 在我国古代, 常用烽火来传递敌军来袭的消息从信号的角度来看, 烽火属于信号.0, 目前, 第三代移动通信 (3G) 标准一共有个, 其中是由我国自行提出的国际标准.03, 对于点对点通信, 按照消息传送的方向和时间, 可以为,, 三种方式.04, 通信系统按照信号类型可以分为系统和系统, 而按照信号频谱又可以分为系统和系统.05, 模拟信号与数字信号的根本区别是上是否离散.06, 从信号的最佳接收角度看, 经信道到达接收机输入端的信号可分为两大类 : 一类称为信号, 另一类称为信号.07, 通信系统的性能指标主要考虑有效性和可靠性, 在模拟通信系统中, 有效性用来衡量, 可靠性用衡量而在数字通信系统中有效性则用衡量, 可靠性用来衡量.08, 若要使确定信号不失真地通过线性系统, 则此系统要满足的频域条件为 H( f ), 该条件写成时域的表示方式为 h( t).09, 在窄带信号和带通系统的分析中, 经常采用经窄带信号变换为信号的方法来, 其表达式与载波频率.10, 对于某实函数, 其自相关函数 R( ) 为函数, 对 R( ) 进行希尔伯特变换后 R( ) 为函数.11, 在时间域, 若复信号的虚部是其实部的, 则它是解析信号 ; 在频率域, 若复信号的傅立叶变换在 0 处, 则它是解析信号.1, 一个相移 90 je 网络的 H ( f ) lim a0 je af af f f 0, 其冲激响应为 0.13, 若基带信号 m( t ) 的频谱为 M ( f ) 0, 其带宽为 W 复信号 s( t) m( t) e j f t 的频谱 S( f ), 该信号是解析信号的条件是 f 0 W.14, m( t) os(3 t ) 的平均功率是, m ( t ) 的平均功率是.15, 已知信号 m( t ) 是带宽小于 m( t) os ft 的等效低通是 f 的低频实信号, 则 m( t) os f t 的希尔伯特变换是,.16, 对于一个实信号 m( t ), 其幅度频谱为 f 的函数, 相位谱为 f 的函数 j.17, 若一个周期信号 f(t) 的傅立叶级数可以写成 f ( t) F e P( f ) f.18, 某理想低通滤波器的表达式为 H ( f ) ret e W 达式为 h( t) n j f.19, 信号 m( t) os(4 t 4), 则 m( t ) 的希尔伯特变换 m ( t) m( t) j f t j f t.0, 若 f 1 和 f 均为正整数, 则卷积 1 e e n nf t 0, 则该信号的功率谱密度的表达式为, 其中 ret 表示矩形窗函数, 则该系统的时域表, 对该信号再做希尔变换的结果第 1 页共 17 页

3 第三章随机过程 3.01, 信号分为确定信号和随机信号两类, 前者使用和方法进行分析, 后者用理论进行分析 3.0, 一个零均值高斯窄带随机过程的包络服从分布, 相位服从分布 3.03, 在通信系统分析中, 一般用和来描述宽带白噪声 3.04, 若某个随机过程的数学期望和自相关系数是时间的周期函数, 则称该随机过程为 3.05, 平稳随机过程的各态遍历性可以把平均简化为平均, 从而大大简化了运算 3.06, 设 ( t) 是高斯白噪声经过一个带宽为 B 的低通滤波器后的输出, 今以 B 的速率对 ( t) 进行抽样, 则抽样结果的各样值之间相互独立的若以大小为 B 的速率对 ( t) 进行抽样, 则抽样结果的各样值之间 ( 是或不是 ) 相互独立的 3.07, 若 n(t) 为高斯噪声, 把 n( t) os f1t 通过中心频率为 f 1 的窄带滤波器, 输出包络服从分布, 通过中心频率为 f( f f1) 的窄带滤波器输出包络服从分布 3.08, 将功率谱密度为低通型的平稳过程 X(t) 与正弦载波 sin f t 相乘, 得到 Y ( t) X ( t)sin( f t ), 若相位是在 [0, ] 上均匀分布的随机变量, 且与 X(t) 统计独立, 则 Y(t) 是随机过程 ; 若是常数, 则 Y(t) 是随机过程 3.09, 已知能量信号 f(t) 的频谱函数 F(f), 则它的自相关函数 R(τ)= ; 自相关函数的最大值 R(0) 表示信号的 3.10, 若某系统传输函数为 H ( f ), 则信号 x( t ) 的功率谱密度 PX ( f ) 与其通过该系统后的输出信号 y( t ) 的功率谱密度 PY ( f ) 之间的关系为 3.11, 有一个功率信号的自相关函数为 R( ) os f, 则该信号的功率为 W, 其功率谱密度 P( f ) 3.1, 一个均值为 0, 方差为的窄带平稳高斯过程 ( t), 则其同相分量的均值为, 方差为 3.13, 高斯白噪声是指噪声的概率密度服从分布, 功率谱密度为的平稳随机过程 3.14, 设一个随机过程 ( t) os( t ), 是一个离散随机变量, 且 P( 0) 1, P( ) 1, 则 E ( t), E (1) 3.15, 将一个均值为 a 的平稳随机过程通过一个系统函数为 H(f) 线性系统, 则输出信号的均值为 3.16, 广义平稳随机过程的两个数字特征分别是和 a a 3.17, 已知平稳随机过程 n( t ) 的自相关函数为 Rn ( ) e ( a 为常数 ), 则该随机过程的功率谱密度为 Pn ( f ), 平均功率为 S = 3.18, 方差 σ (t) 表示随机过程在时刻 t 对于数学期望值 a(t) 的, 一般是时间函数从功率的角度来看, 方差 σ (t) 代表功率 3.19, 若 n 1,n 是两个独立同分布的零均值高斯噪声, 方差都是 1, 则 n 1+n 的方差是,n 1 n 的方差 3.0, 若零均值窄带高斯平稳随机过程 X ( t) X ( t) os f t X ( t) sin f t, 则同相分量 X ( t ) 和正交分量 X s ( t ) 在同一时刻的互相关函数 X X (0) s s R 若 X ( t) a( t) os f t ( t), 则 a( t ) 服从分第页共 17 页

4 布, ( t) 服从分布第四章模拟通信系统 4.01, 黑白广播电视信号中的图像信号采用调制, 伴音信号则采用调制图像和声音占用带宽 M, 图像与声音中心频率间隔 M 在发送端对图像信号进行调制时往往还加入一个离散大载波, 这样主要是为了接收端能够进行 4.0, 在 FM 调制中, 由于输出信号在不同频率点所叠加的信道噪声功率不同, 因此在发送端往往先对信号进行再调制, 在接收端解调之后再通过还原信号 4.03, 在 SSB 调制中, 经常加入一个离散的载频分量, 其主要作用是方便接收端当该离散载频的幅度达到一定值是, 接收端可以采用来解调 4.04, 若多级线性网络的第一二及第 n 级的噪声系数及功率增益各为 F 1,K pa1 F,K pa F 3,K pa3 F n,k pan, 则级联后的总噪声系数 F 为 4.05, 在超外差接收机中, 若已知天线的等效噪声温度等于室温, 接收机的总噪声系数为 F, 接收机的等效噪声带宽为 B n ( 由中频滤波器决定 ), 接收机的输入信号功率为 P s, 则接收机的输入信噪比为, 即为解调输入信噪比 4.06, 在 DSB SSB AM 和 FM 这四种调制中, 在相同的发射功率条件下, 占用信道带宽最窄的, 占用信道最宽的是, 解调输出信噪比最大是, 信噪比最小的, 解调电路最简单的, 解调电路最复杂的是其中 AM 接收机中采用的解调方式称为 4.07, 设到达接收端的已调信号功率和信道噪声的功率谱密度已经给定降低调制指数后,FM 解调器的输入信噪比, 输出信噪比 ; 对于 AM, 包络检波器输入的信噪比, 输出信噪比 4.08, 在相同条件下, 使用 FM 和 PM 调制时, 如果基带信号 m( t ) 带宽增加一倍, 则 FM 比 PM 的带宽 4.09, 门限效应是指当解调输入信噪比小于某个值时, 系统的输出信噪比急剧下降的现象这种现在在幅度调制的相干解调中出现, 在幅度调制的包络检波中出现在 FM 调制中, 该门限值与调制指数 4.10, 在调频系统中, 解调输出噪声的功率谱密度的特点是成正比, 这意味这同一信号不同的频率分量在传输过程中受到噪声干扰程度不一样, 频率越高, 受噪声干扰越题, 在调频系统经常采用技术 ( 大或小 ) 为解决这一问 4.11, 对于幅度调制, 增大解调器输入的信号平均功率将解调输出信号的平均功率解调输出噪声的平均功率对于角度调制, 增大解调器输入的信号平均功率将率解调输出噪声的平均功率解调输出信号的平均功 4.1, 在 FM 调制中, 若 FM 信号的幅度增加一倍, 则使用鉴频器解调后信号功率增加 db, 噪声功率减少 db , 有一 FM 信号的表达式为 s( t) 10os[ 10 t 10os( 10 t)], 则该信号的平均功率为 W, 中心频率为 Hz, 最大频偏为 Hz, 信号带宽为 Hz 4.14, 调相信号 s( t) A os ft K pm( t), 其解析信号的表达式为, 其复包络的表达式第 3 页共 17 页

5 为 4.15, 用基带信号 m( t) os 4000 t 对载波 ( t) 0os ft 进行调频, 若调频的调制指数是 f 9, 则调频信号的时域表达式 s(t)=, 其信号带宽 B= Hz 4.16, 在相干解调时,DSB 系统的制度增益 G=,SSB 系统 G=,AM 系统在单音频调制时 G max 4.17, 对于 SSB VSB PCM DPSK MASK 信号来说, 可靠性用信噪比衡量的有, 用误码率来衡量的有 4.18, FM 信号利用增加来换取的提高在信噪比低到一定程度时, 调频解调器会产生, 输出信噪比急剧下降 4.19, AM DSB VSB SSB 带宽顺序为 > = > 4.0, 已知基带调制信号的频带为 B, 则各类线性调制信号的带宽为 B AM=,B DSB=,B SSB = 4.1, 某调幅信号 Sm ( t) 0.os 10 4 t 0.os t 为, 则调幅信号属调制, 信号频率 4., 某调频波 s( t) 0os 10 8 t 8os4000 t, 则调频波信号功率为 W, 调制指数为, 最大频偏为 KHz, 调制信号带宽为 KHz, 已调信号带宽为 KHz 4.3, 在 VSB 调制系统中, 为了不失真地恢复信号, 其低通滤波器的传输函数 H(f) 应满足 4.4, 载波不同步, 存在固定相差, 则对模拟 DSB 信号解调会使下降, 如果解调数字信号, 这种下降会使上升 4.5, 设模拟基带信号的带宽是 4kHz 用此信号进行调制指数为 a=1 的 AM 调制 ( 具有离散大载波的双边带幅度调制 ), 则已调信号的带宽是近似带宽是 khz khz; 用此信号进行调制指数为 β f =1 的 FM 调制, 则已调信号的 4.6, 在角度调制系统中, 在高解调输入信噪比时, 解调输出信噪比与调制指数 β 的次方成正比 ; 随着 β 的增大, 解调门限值变 4.7, 在 AM 广播系统中, 规定每个电台占用的频谱宽度为 9kHz, 这说明音频信号的最高频率为 khz 在 FM 广播系统中, 规定每个电台占用的频谱宽度为 180kHz, 调频指数为 5, 则音频信号的最高频率为 khz 4.8, 用某个压控振荡器作为调频信号的发送器, 当输入信号为 0 时,VCO 的输出值为 s( t) Aos f1t,vco 的调制系数为 hhz / V, 则当输入信号为 m(t) 时,VCO 输出为 s( t) 第五章数字信号的基带传输 5.01, 差分码又名相对码, 其基本原理是利用前后两个码元之间来传递信息对于输入码元 0 和 1 独立等概的条件下, 差分码的功率谱密度与绝对码的功率谱密度 5.0, 眼图中眼睛张开最大的时刻决定了最佳的, 眼睛张开的最大程度决定了, 眼图中央的横轴对应于, 而当眼睛完全闭合时, 表示该系统的十分严重 5.03, 交织技术的基本思想是将转化为, 然后采用将错误消除第 4 页共 17 页

6 5.04, PCM 系统欧洲系列时分多路数字复接一次群二次群三次群的线路接口码型是码, 北美一次群接口码型是码, 四次群的线路接口码型是码用五类双绞线连接的 10Mbit/s 以太网的线路接口码型为, 用于磁记录媒介的线路接口码型为码 5.05, 数字基带传输系统经常采用均衡器来补偿信道特性的不完善, 其中一种均衡算法是以最小均方误差为准则, 它在计算横向滤波器的抽头系数时, 综合考虑了和 5.06, 在数字通信系统中, 产生误码的主要原因有两个 : 一是由信道传输特性不理想而引起的, 另一个是信号在传输过程中所叠加的 5.07, 在限带数字通信系统中, 信道特性的非理想将导致数字基带传输系统的传递函数不符合, 从而使接收端抽样时刻出现码间干扰, 为此可以采用的一种措施是在接收端抽样前加 5.08, 部分响应技术的基本思想就是通过人为引入可控的, 使得系统的频带利用率达到 Baud/Hz 5.09, 常见的能够消除码间干扰的三类特性或者系统是 : 特性, 特性, 系统 5.10, 在发送功率相同的条件下, 与二进制相比, 采用多进制传输可以提高, 但是也随之降低 5.11, 某二进制信源中连续出现的 0 的个数最多是 6 个, 此信源经过 AMI HDB3 数字分相码编码后, 编码结果中连续出现的 0 的个数最多分别是及个 5.1, 如果升余弦滚降系统的滚降系数越小, 则相应的系统总的冲激响应 x( t ) 的拖尾衰减越 0 时, 拖尾按 1 t 的次方速度衰减, 而 0 时, 拖尾按 1 t 的次方速度衰减 5.13, HDB 3 码的信号波形有种不同的电压值, 数字分相码 (Manhester 码 ) 的信号波形有种不同的电压值,AMI 码的信号波形有种不同的电压值 5.14, 数字基带系统的最大频带利用率为 Baud/Hz, 此时该系统的频谱特性符合特性数字频带系统的最大频带利用率为 Baud/Hz 5.15, 若采用升余弦滚降系统来实现数字频带传输, 当频带利用率为 1Baud/Hz 时, 滚降系数 5.16, 在部分响应系统中, 为了避免误差传播现象, 往往在相关编码前进行 5.17, 在理想信道条件下的数字信号接收中, 经常用来代替匹配滤波器, 在最佳取样时刻, 两者的效果是的, 如果信道特性不理想, 则两者的效果是的 5.18, 单极性归零码 ( 有或没有 ) 直流分量, ( 有或没有 ) 奇次谐波分量 ; 单极性不归零码 ( 有或没有 ) 直流分量, ( 有或没有 ) 奇次谐波分量 5.19, 在 PAM 系统中, 当发送端为 1等概序列时, 接收端最佳判决门限送 -1 的概率时, 接收端最佳判决门限, 当, 当发送 +1 的概率大于发 5.0, 某一具有五个抽头的时域均衡器, 经它均衡之后的系统冲击响应的抽样值等于 0 的个数至少是, 抽样值不等于的个数至少为该均衡器可以在个抽样点上消除 ISI 实际中一般使用来衡量时域均衡器的性能 5.1, 在限带数字通信系统中, 系统的传递函数应符合升余弦滤波特性, 其目的是 5., 数字 PAM 信号的平均功率谱密度取决于及 5.3, 若二进制信息速率为 Rbbit/s, 在传号空号独立等概出现的条件下, 双极性归零 ( 半占空 ) 码序列的功率谱密度主瓣宽度为 Hz,AMI 码 ( 半占空 RZ) 的功率谱密度主瓣宽度为 Hz 5.4, 在理想限带及加性白高斯噪声干扰的信道条件下, 最佳基带传输系统的发送脉冲成形滤波器及接收滤波器必须设计成特性, 以使接收端在最佳抽样时刻的抽样值, 且最大此接收第 5 页共 17 页

7 匹配滤波器 ( 能或不能 ) 用积分清零解调器来实现 5.5, 在宽带无线数字通信系统中, 有两个因素对系统的误码性能有重要影响, 一是和发送功率相关的, 另一是和信道频率特性不理想相关的增大前者 ( 能或不能 ) 减小后者 5.6, 在数字基带传输系统中, 系统的传递函数是 1 的升余弦特性, 截止频率为 100Hz 系统传输 4PAM 信号的符号速率为 00 波特, 则收端抽样时刻的抽样值 ( 会或不会 ) 引起码间干扰 5.7, 在某个高斯信道中传输二进制序列时的误码率 0.06%, 若某八进制序列经过进制变换后按二进制方式在该信道中传输, 误符率约为 % 5.8, 设数字基带传输系统是频带宽度为 1KHz 的 3 进制 PAM 系统, 则此系统无码间干扰传输的最高码元速率为波特, 此时的系统最高频带利用率为 bit/s/hz 5.9, 设某基带传输系统的频带宽度为 4kHz, 若采用理想低通系统传输, 则无码间干扰传输的最大可能符号速率为波特若采用滚降因子 1 的升余弦滚降传输系统, 则无码间干扰传输的最大可能符号速率为波特若采用第四类部分响应系统传输 16 进制码元时, 其频带利用率为 bps/hz 5.30, 单极性基带信号要赢得与双极性信号相同的误码率, 信号功率是双极性的倍 5.31, PAM 的两个电压是 ±1,4PAM 的四个电压是 ±1 及 ±3 假设各符号等概出现, 那么 4PAM 的平均发送功率是 PAM 的倍,4PAM 的频带利用率是 PAM 的倍 5.3, 二进制 PAM 信号的眼图中, 居中的水平线一般对应最佳判决门限如果已知发送 +A 的机会比发送 A 的机会多, 那么最佳判决门限应该 5.33, 部分响应系统的频带利用率可以达到 Baud/Hz, 其关键是利用相关编码引入可控的在抗加性噪声的性能方面, 部分响应系统要比全响应系统 5.34, 符号同步的目的是为了获得准确的抽样定时信息, 符号同步主要需要确定和两个信息第六章数字信号的频带传输 6.01, 传统的 QPSK 调制存在的问题, 因此实际中往往使用 DQPSK 来弥补这一缺点 6.0, 最大后验概率 (MAP) 准则和最大似然 (ML) 准则在时等价 6.03, 在先验不等概的 M 进制数字通信中, 要根据接收到的观察矢量 r 作出发端发的是哪个 si(i1,,, M) 的估计, 选择准则作为判决准则, 可使平均错判概率最小 6.04, 在数字蜂窝 GSM 移动通信系统中所采用的调制方式是, 它是调制指数为 1/ 的的调频 6.05, PSK 信号在接收端利用平方环法进行载波恢复时, 存在度的相位模糊, 克服相位模糊的措施之一是利用方案 6.06, 在某个具有零均值加性高斯白噪声系统传输 ASK 信号, 在接收端使用包络检波, 则当发送端发送 1 时, 接收端信号一维分布服从分布, 当发送端发送 0 时, 接收端信号一维分布服从分布 6.07, 在星座图中, 任何一点都对应着个幅度和一个相位对于 16QAM, 一共存在种不同相位和种不同幅度, 而对于 16PSK, 一共存在种不同相位和种不同幅度 6.08, 在 OQPSK,DQPSK, 4 -DQPSK 这三种调制中, 相位跳变最大的是, 跳变值为 180 ; 功率谱旁瓣最小的是, 但是它有一个缺点, 就是不能进行解调 6.09, 对于 ASK FSK PSK, 在平均比特能量相同的情况下, 误码率最低的是, 误码率最高的第 6 页共 17 页

8 是, 而三种调制有效性最差的是 6.10, PSK 是利用载波的来传递信息,DPSK 则是利用载波前后两个码元之间的来传递信息, 它可以克服 PSK 所具有的的缺点 6.11, 在信号空间图中, 所有信号矢量端点之间的最小距离越大, 其抗噪声性能越 6.1, MASK 的信号星座图是维,MPSK(M>) 是维, 正交 MFSK 是维,MSK 是维 6.13, 将速率为 1 T b 的双极性不归零信号通过一个 FM 调制器, 若该频率调制器输出的最大频偏是 1 4T b, 那么所得到的已调信号是, 其包络是的 6.14, 在发送功率相同并且 M 较大的条件下,MASK,MPSK,MFSK,MQAM 中误码率最低的是, 该调制方式获得良好的误码性能的代价是降低了 6.15, 在只有同相载波的一维数字调制中, 当码元宽度为 T s 时, 两个不同频率载波正交的最小频率间隔是隔是对于既有同相载波又有正交载波的二维数字调制中, 两个不同频率载波正交的最小频率间 6.16, 一离散信源输出二进制符号, 在条件下, 每个二进制符号携带 1 比特信息量 ; 在条件下, 每个二进制符号携带的信息量小于 1 比特 6.17, 在相同的信息速率相同的信号发送功率相同的噪声功率谱密度条件下,BPSK 和 QPSK 的平均误比特率, 但后者的功率谱主瓣带宽是前者的 6.18, 若二进制信息速率为 9Mbit/s, 则 QPSK 及 8PSK 功率谱主瓣宽度分别为 Hz 和 Hz 6.19, 在进制数相同信息速率相同平均发射功率相同噪声功率谱密度相同的条件下,MASK MPSK MQAM 的频带利用率是的 ; 在 M> 时,MPSK 的抗噪声性能 ( 优或劣 ) 于 1MASK, 在 M>8 时,MPSK 的抗噪声性能 ( 优或劣 ) 于 MQAM 6.0, 在加性白高斯噪声信道条件下, 若给定信息速率平均发送功率及噪声功率谱密度 N 0 值, 当进制数 M 增加时, 对于 MFSK 可使性能得到改善, 对于 MPSK 可使性能得到改善 6.1, OOK 信号的功率谱中 ( 有或没有 ) 离散的载频分量, 因此接收端可以使用提取载波 6., 当给定平均比特能量 E b 时,16PSK 信号空间的相邻信号矢量之间的最小欧氏距离比 16QAM 的 ( 大或小 ) 在相同的 Eb N 0 条件下,16PSK 的误符率比 16QAM 的 ( 大或小 ) 6.3, 64QAM 信号在传输中受到加性白高斯噪声的干扰, 其最佳接收可以用相关器或滤波器来实现二者对信号的处理方式 ( 相同或不同 ), 但在最佳取样时刻, 输出样值的信噪比 ( 相同或不同 ) 6.4, 某 CDMA 移动通信系统的基站向移动台发送信号时, 以码分方式将导频信号与 OQPSK 调制的数据信号一起发送发送导频的作用是为了便于在接收端, 以进行相干解调 6.5, 将 MQAM 与 MPSK 相比较, 在给定 E b 及信号空间相邻信号矢量之间的最小欧式距离 d min 的条件下, MQAM 能更充分地利用二维信号空间平面, 增加信号矢量的端点数, 从而可以提高信道的 6.6, 对于 MFSK, 在给定 Eb N 0 时, 随着进制数 M 的增大, 其误符号率, 这是以增加为代价的 6.7, 某数字通信系统的信息速率为 6Mbps, 发送载波为 3000M, 要求发射频谱限于 (3000 1) MHz 范围内, 并要求使用物理可实现的无码间干扰系统实现则该系统的频带利用率为 bps/hz, 适宜采用作为调制方式, 升余弦滚降系数 6.8, 若信源信息速率是 4000bit/s, 采用 16PAM 传输时符号速率是 K 波特若此 16PAM 调制采用第 7 页共 17 页

9 了滚降系数为 1 的平方根升余弦频谱成型, 此时的频带利用率是 bit/s/hz 6.9, 由于 PSK 是一种恒包络信号, 因此在接收端解调时一般只采用解调法 6.30, 若二进制数字信息速率为 R bbps, 则 BPSK 和 QPSK 信号的功率谱密度主瓣密度分别为和 6.31, PSK 信号在接收端因为载波同步系统中的分频, 可能产生载波相位状态转移, 发生对信号的错误解调, 这种现象称为倒 π 现象, 从而采用方法进行调制, 避免该现象的影响 6.3, 若发送信号的比特能量相同信道加性白高斯噪声的功率谱密度相同, 则 FSK 的误比特率和相同,DPSK 的误码率比 PSK ( 大或小 ) 6.33, 设数据是速率为 1Kbit/s 的独立等概二进制序列, 则对应的双极性不归零信号主瓣带宽是 KHz 若将此信号调制为 QPSK, 则已调信号的主瓣带宽为信号的主瓣带宽为 KHz KHz; 若将此信号调制为 DPSK, 则已调 6.34, 格雷码是数字调制中经常采用的编码方式, 对四进制调制来说, 按照格雷码来编码的双比特码元依次为 , 对某载频为 f 的 BPSK 信号提取载波时, 主要有两种方法, 和前者主要电路工作频率为 f, 后者主要电路工作频率为 f 第七章信源和信源编码 7.01, 为了重构信号 x( t) sin(4000 t), 所需的最低抽样速率为 khz 7.0, 在 PCM 系统中常用的两种制式是 A 律和 μ 律, 我国使用的是律, 段内编码所采用的二进制码型是码 7.03, 产生已抽样信号频谱混叠的原因是抽样频率 f s f m, 若要求从已抽样信号 m s (t) 中正确恢复模拟基带信号 m(t), 则其抽样速率 f s 应满足 f s f m 条件 7.04, 在信源编码中, 是信源编码和数据压缩的理论基础 7.05, 在信源编码中, 是从时域上解除相关性, 是从频域解除相关性 7.06, 信息率失真 R( D ) 函数是在限定失真为最大允许失真 D 时信源给出的理论上信息速率 7.07, 矢量量化是对模拟信号的多个样值进行联合量化, 充分利用了信源消息序列各样值之间的, 从而能取得更好的压缩效果 7.08, 与传统的 PCM 相比,DPCM 可以码元传输速率, 其理论基础是利用了抽样信号各个样值之间的 7.09, 在信息理论中, 一个四进制符号所携带的信息是 bit, 该结论的前提条件是信源 7.10, 变长编码的基本思想是根据信源的来设计码元长度, 从而提高编码效率, 编码效率的最大值是 % 7.11, 在进行哈夫曼编码时, 编码过程中可能出现某两个概率相等的情况, 此时编码的结果不再唯一采用不同的编码方式, 最终编码结果的平均码长将 7.1, 对某一独立等概的二进制信源, 当接收端所允许的错误率 D=0.5 时, 发送端所需发送的最小信息速率为 bps 7.13, 把时间连续信号变换为时间离散信号的步骤一般为取样量化编码, 其中取样过程 ( 有或无 ) 第 8 页共 17 页

10 失真, 量化过程 ( 有或无 ) 失真 7.14, 增量调制是最简单的 DPCM, 在编码时, 增量调制将前后两个码元的差值量化为 bit 7.15, 若离散信源输出 16 进制独立等概随机序列, 则此信源输出的每个符号所包含的信息量 4bit 若 16 进制符号不是等概出现, 则此信源输出的每个符号所包含的平均信息量 4bit 7.16, 一 MPAM 数字通信系统每隔 0.1ms 以独立等概方式在信道中传送 18 个可能电平之一, 该系统的符号传输速率为波特, 相应的信息传输速率为 bit/s 7.17, 在电话通信中, 为了改善小信号时的量化信噪比, 通常使用, 其中 A 律 13 折线和 μ 律 15 折线近似的主要区别是 μ 律正向第一段的斜率要大于 A 律, 这说明采用 μ 律量化时小信号的量化信噪比会更 7.18, 在离散信源编码中, 为了更好地适应信源的概率特性, 提高编码效率, 通常使用编码 7.19, 某均匀量化系统量化级数 M n 大约增加 db, 其中 n 是指每个样值量化编码位数则当 n 每增加 1 时, 量化信噪比 7.0, 对一模拟基带信号进行 A 律 13 折线 PCM 编码, 然后进行 16QAM 调制, 经带通信道传输, 带通信道带宽为 160kHz, 整个系统的等效低通传输函数的升余弦滚降因子 1 若系统不存在码间干扰, 则该带通传输系统的符号速率为波特, 二进制信号的频带利用率为 bps/hz, 模拟基带信号的最高频率为 Hz 7.1, 对信号 s( t) sin (000 t) 经过奈奎斯特抽样后再进行 A 律 13 折线 PCM 编码, 编码结果通过第一类部分响应系统传输, 则系统的频带利用率为 bps/hz, 为了传输该信号最小的信道带宽为 Hz 7., 假设某系统将模拟基带信号 x( t ) 经模数变换后转换为数字信号, 采样率为 80 千样值 / 秒, 每样值用 10 比特表示假设该数字信号经压缩编码后经一限带限功率的高斯噪声信道传输, 信道中的信噪比是 H ( ) 30.1dB 另据统计, 该信源的 0., 则对该数字信号压缩后再传输时, 理论上需要的最小信道 H (0) 带宽是 khz 7.3, 对归一化电平值 -0.37V 进行 A 律 13 折线 PCM 编码后的结果是, 若对该样值进行线性编码, 则其 13 位编码结果为 7.4, 设一离散无记忆信源的输出由四种不同的符号组成, 它们的出现概率分别为 1/ 1/4 1/8 1/8, 则此信源平均每个符号包含的信息熵为输出的信息量为 bit/s bit/ 符号若信源每毫秒发出一个符号, 那么此信源平均每秒 7.5, 一音乐信号 mt 的最高频率分量为 0KHz, 以奈氏速率取样后进行 A 律 13 折线 PCM 编码, 所得比特率为 bit/s, 若以第一类部分响应系统传输此 PCM 信号, 则系统的截止频率为 Hz, 系统的频带利用率为 bit/s/hz 7.6, 对一模拟基带信号进行 A 律 13 折线 PCM 编码,QPSK 调制, 经带通信道传输, 带通信道带宽为 10kHz, 整个系统的等效低通传输函数的升余弦滚降因子 0.5 若系统不存在码间干扰, 则该模拟基带信号的最高频率为 Hz 该带通传输系统的符号速率为波特 7.7, 某带宽为 4kHz 的语音信号经奈氏速率取样 A 率十三折线 PCM 编码后, 通过 56 进制 PAM 系统进行无码间干扰传输若可用系统带宽为 5kHz, 则其升余弦滤波器的滚降因子为 7.8, 对两路带宽相同的模拟基带信号分别进行 A 律十三折线 PCM 编码, 然后将两路编码输出时分复用复第 9 页共 17 页

11 用后的数据进行 16QAM 调制, 再经带宽为 5kHz 的带宽信道进行传输整个传输系统的等效基带传递函数满足滚降因子为 0.3 的升余弦滚降特性若系统不存在码间干扰, 则每路模拟基带信号的最高频率为 Hz, 该带通系统的符号速率为波特 7.9, PCM 量化可以分为和在线性 PCM 中, 抽样频率为 8KHZ, 对双极性信号编码时编码器输出码元速率为 7Kbps, 则量化信噪比为 db 7.30, 非均匀量化采用可变的量化间隔, 小信号时量化间隔, 大信号时量化间隔, 这样可以提高小信号的, 改善通话质量 7.31, 某四元制信源, 各符号对应的概率分别为 , 则该信源符号的平均信息量为 bit/ 符号当时, 平均信息量最大, 其值为 bit/ 符号 7.3, 同步技术包括不论是数字的还是模拟的通信系统, 只要进行相干解调都需要同步 7.33, 为了实现非均匀量化, 我国采用压扩技术, 此特性在 x 轴方向上各段落采用量化, 而段内采用量化 7.34, 消息不确定性越大, 则其信息量越 ( 大或小 ) 若某个事件发生的概率为 p, 则其信息含量为 7.35, 在线性 PCM 编码中, 信号功率增加 1 倍, 则量化信噪比增加的分贝数为, 编码位数增加 1 位则量化信噪比增加的分贝数为第八章信道 8.01, 由电缆光纤卫星中继等传输媒质构成的信道是信道, 由电离层反射对流层散射等传输媒质构成的信道是信道 8.0, 在无记忆离散信道中, 能进行可靠传输 ( 错误概率趋于零 ) 的最高速率称为 8.03, 在移动通信信道中, 多普勒频移会引起多径信道的 8.04, 信号通过限带限功率的加性高斯信道传输, 仅当输入信号的统计特性符合时, 才能获得信道的最大互信息, 即信道容量 8.05, 仙农的信道容量公式表明和是一对矛盾的指标 8.06, 仙农信道容量定理给出了在加性高斯白噪声条件下, 当信道带宽和信噪比已知时, 为实现传输差错率时信道中信息传输速率 8.07, 在某个多径信道中, 接收端除了接收到发送端的直射信号外, 还有多路经过衰减的反射信号, 则接收信号的包络概率分布为分布 8.08, 在多径信道中, 一般用来衡量信道对信号的影响, 而在移动传播信道中, 一般用来衡量信道对信号的影响 8.09, 信号通过随参信道多径传播, 当信号带宽超过多径时延差引起的相关带宽时, 会产生衰落在移动通信系统中, 若信号带宽小于多普勒频移, 则信号会产生 8.10, AM 信号通过带通系统, 当带通系统在信号带宽内的幅频特性是常数, 相频特性是近似线性时, 通过带通系统后信号包络的时延等于系统在载频附近的第 10 页共 17 页

12 8.11, 信道容量是指该信道的输入与输出的最大可能值在条件下, 仙 S 农信道容量公式可以表示为 C B log 1 N0B 仙农信道容量公式表明, 在信道容量一定的条件下, 增加信噪比可以换取的的减小 8.1, 若信源的信息速率信道容量, 则存在一种编码方式, 可保证通过该信道传送信息的差错率任意小反之, 若信源的信息速率信道容量, 则对于任何编码, 传送的差错率都将大于某个不为零的正值 8.13, 设多径传播随参信道的时延扩展为 1ms, 通过信道传输的信号带宽 W=6KHz, 则该信号经随参信道传输会受到 8.14, 已知带宽为 khz 的数字调制信号通过时变多径信道传输, 信道的多径时延扩展为 0s, 则通过此信道传输后的信号会受到衰落的影响, 其输出信号波形失真不明显, 在接收端抽样时刻可略 8.15, 某移动台发射信号的频率是 900MHz, 移动台以 10Km/h 的速度向基站方向移动, 则基站接收到的该移动台信号所经历的最大多普勒频移为 Hz, 若移动台采用的信息传输速率为 00Kbit/s, 调制方式为 QPSK, 则移动台的发射信号经历的衰落是 8.16, 已知电话信道的带宽为 3.4kHz, 接收端信噪比 S/N 0=30dB 时, 信道容量为 bps 8.17, 某系统中发射机的载频为 1800MHz, 接收机以 90km/h 的速度运动, 其移动方向和发射机所在方位之间的夹角是 45 o, 接收机的多普勒频移是 Hz 第九章信道编码 9.01, 对于卷积码的译码可用算法来实现最大似然译码 9.0, (n,1) 重复码的生成矩阵有行, 监督矩阵有行 9.03, (4,1) 重复码的各码字之间的最小汉明距离是, 因此它可以检错位, 纠错位 9.04, 信源编码的目的是为了通过信息冗余度, 从而增加编码的信道编码的目的则是通过信息冗余度, 从而增加编码的 9.05, 某线性分组码的 8 个码为 (000000) (001110) (010101) (011011) (100011) (101101) (110110) (111000), 该码的最小码距为若该码用于检错, 能检出位错码 9.06, (5,1) 重复码若用于检错, 能检出位错码, 若用于纠错, 能纠正位错码, 若同时用于检错纠错, 各能检测位纠正位错码 9.07, 某编码的全部许用码字集合是 C{000,010,101,111}, 则该码 ( 是或不是 ) 线性码, ( 是或不是 ) 循环码 9.08, 设多项式 ( x ) 对应于 ( n, k ) 循环码的某个码字, ( i ) ( i ( x ) 对应的左循环移 i 位, 那么 ) i ( x ) 等于 x ( x) 被除后的余式 9.09, 若某个线性分组码的监督矩阵是 H=(1,1,1,1,1), 该码是, 其编码效率为第 11 页共 17 页

13 , 某线性分组码的生成矩阵是 G , 该码有位监督码, 编码效率为 9.11, 在差错控制中, 一般可以分为和三种方式 9.1, 若信息码元为 , 则奇监督码为, 偶监督码为 9.13, 码组的码重为, 它与码组之间的码距是 9.14, 汉明码的最小码距为, 能够纠正位错误码长 n=15 的汉明码, 编码效率为 , 已知 (7,3) 循环码的生成多项式为 g( x) x x x 1, 若接收到的码组为 R( x) x x x 1, 则接收端 ( 需要或不需要 ) 重发 , 已知多项式 x 1 ( x 1)( x x 1)( x x 1), 则 (7,3) 循环码的码多项式为或 9.17, 将 (7,4) 汉明码的码字按行写入一个 8 行 7 列的存储阵列, 每行一个码字, 共 8 个码字再按列读出后传输信道中的错误是突发型的, 传输这 8 7 个比特时, 会连续发生 t 个误码收端解交织后再译码此系统无误码传输可承受的 t 最大是第十章扩频通信 10.01, 利用线性反馈移存器产生 m 序列的充要条件是其特征多项式为 m 序列应用于扩频通信, 可利用 m 序列的特性进行解扩 10.0, 在数字通信中, 当信号带宽超过多径传播随参信道的相干带宽时, 会产生衰落, 为了对抗此衰落, 在 TDMA 系统中常用的措施是, 在 CDMA 系统中常用的措施是 10.03, Walsh 函数集是完备的非正弦型, 离散的 Walsh 函数简称为 Walsh 序列 10.04, IS-95 蜂窝系统中采用了阶沃尔什序列 10.05, 在移动通信系统中, 为了有效地对抗多径传输对信号的影响, 接收端往往采用在 CDMA 系统中, 该方式的具体表现是 10.06, 在 m 序列的一个周期中,0 比 1 的个数一个, 将 m 序列转化为 1序列后,+1 比 -1 的个数一个 10.07, 在使用 Hadamard 矩阵生成 Wlash 码时,{1,1,-1,-1,-1,-1,1,1} 对应于 Wlash 码下标为的码字 10.08, 正交码由于具有正交特性, 常被用作移动通信系统的 m 序列由于具有为伪随机特性, 常被用于 10.09, 使用扩频通信系统可以有效地抑制系统所带来的和信道所引起的, 但是当信道噪声是时, 扩频系统与非扩频系统抑制噪声的效果是相同的 10.10, 欲得到一个周期大于 1000 的伪随机序列, 若用 m 序列, 至少需要级线性反馈移位寄存器, 此 m 序列所对应的周期是 10.11, 一个 m 序列 Mp 与其移位序列 Mr 模加后得到的 Ms ( 是或不是 )Mp 的移位序列 10.1, 直接序列扩频不能提高对加性白高斯噪声干扰的抵抗能力, 因为解扩后的与为扩频系统相同 10.13, 在 CDMA 扩频移动通信中, 为了对抗衰落, 经常利用 m 序列作扩频码接收机利用 m 序第 1 页共 17 页

14 列的分离出各径分量, 并将它们合并在一起, 这就是 RAKE 接收技术 10.14, 在 CDMA 移动通信中, 对抗衰落信道引起的突发差错的措施之一是采用 10.15, 有两个特征多项式不相同但周期同为 7 的 m 序列构成了优选对, 由此优选对构成的 Gold 码族中码字的个数是个 10.16, 若某 m 序列的生成多项式的最高次方为 5 x, 则该 m 序列的生成电路有个周期的长度为, 周期为该长度的 m 序列一共有种个寄存器, 该 m 序列一 10.17, 某本原多项式的八进制表示为 11, 则它所对应的多项式为 f ( x), 若用它产生 m 序列, 则序列的周期为第 13 页共 17 页

15 第二章确定信号分析.01, 数字.0, 4 TD-SCDMA.03, 单工半双工全双工.04, 模拟通信数字通信基带频带.05, 幅度.06, 确知随机.07, 带宽信噪比频带利用率差错率.08, j ft0 Ke K ( t t0).09, 等效低通无关 3.1, , 高斯常数 3.14, os( t) sin( t) , ah (0) 3.16, 均值自相关函数 3.17, a a f a 3.18, 偏离程度交流 3.19, 1 3.0, 0 瑞利均匀.10, 偶奇.11, 希尔伯特变换恒为零.1, 1/ ( t).13, M ( f f0 ) 大于.14, 6.15, m( t) sin ft m( t ).16, 偶奇.17, n n F ( f nf ).18, WSa W ( t ).19, sin(4 t 4) os(4 t 4).0, 0 0 第四章模拟通信系统 4.01, VSB FM 包络检波 4.0, 预加重去加重 4.03, 提取载波包络检波 4.04, F F 1 F 1 F 1 L 3 n 1 K pa K 1 pa K 1 pa K pa K 1 pa LK pa( n 1) 4.05, Ps FKTB n 4.06, SSB FM FM AM AM SSB 包络检波 4.07, 增大减小不变减小 4.08, 窄 4.09, 不会会成正比第三章随机过程 3.01, 时域频域随机过程 3.0, 瑞利均匀 3.03, 功率谱密度概率分布 3.04, 循环平稳过程 3.05, 时间统计 3.06, 是是 3.07, 莱斯瑞利 3.08, 广义平稳循环平稳 3.09, 3.10, j ft F( f ) e df 能量 P ( f ) P ( f ) H( f ) Y 3.11, ( f f ) ( f f ) X 4.10, 与频率的平方大预加重和去加重 4.11, 增大不影响不影响减小 4.1, , 50 1M 10k k 4.14, A e j ftk pm( t) A e jk pm( t ) 4.15, 0os f t 9sin 4000 t 40k 4.16, 1 /3 4.17, SSB 和 VSB PCM 和 DPSK 和 MASK 4.18, 信号带宽信噪比门限效应 4.19, VSB DSB AM SSB 4.0, B B B 4.1, DSB 0KHz 4., 00W 第 14 页共 17 页

16 4.3, H( f f ) H( f f ) C 4.4, 信噪比误码率 4.5, , 高 4.7, t 4.8, Aos f1t h m( ) d 0 5.9, 8k 4k , 5.31, 5 5.3, 降低 5.33, 码间干扰差 5.34, 符号相位符号速率第五章数字信号的基带传输 5.01, 是否变化相同 5.0, 抽样时刻噪声容限最佳判决门限码间干扰 5.03, 突发差错独立差错纠错编码 5.04, HDB 3 AMI CMI ManChester 码延迟调制 5.05, 加性噪声残留码间干扰 5.06, 码间干扰加性噪声 5.07, 奈奎斯特准则信道均衡器 5.08, 码间干扰 5.09, 理想低通升余弦滚降部分响应 5.10, 有效性可靠性 5.11, , 慢 , , 理想低通 , , 预编码 5.17, 相关解调器相同不相同 5.18, 有有有没有 5.19, 等于零小于零 5.0, 峰值畸变 5.1, 消除码间干扰 5., 随机序列的自相关特性发送滤波器的频率特性 5.3, R b R b 5.4, 根升余弦无码间干扰信噪比不能 5.5, Eb N 0 码间干扰不能 5.6, 会 5.7, , 第六章数字信号的频带传输 6.01, 相位模糊 6.0, 信源等概 6.03, MAP 6.04, GMSK 连续相位 6.05, 180 DPSK 调制 6.06, 莱斯瑞利 6.07, , DQPSK OQPSK 差分相干 6.09, PSK ASK FSK 6.10, 相位相位差相位模糊 6.11, 强 6.1, 1 M 6.13, MSK 恒定 6.14, MFSK 频带利用率 6.15, 1 T s 1 T s 6.16, 等概不等概 6.17, 相同一半 6.18, 9M 6M 6.19, 相同优劣 6.0, 误码频带利用率 6.1, 有窄带滤波器 6., 小大 6.3, 不同相同 6.4, 提取载波 6.5, 频带利用率 6.6, 减小信号带宽 6.7, 16QAM 1/3 6.8, 1 4 第 15 页共 17 页

17 6.9, 相干 6.30, R b R b 6.31, DPSK 6.3, OOK 大 6.33, , , 平方环法科斯塔斯环法 1 7.8, 5k 40k 7.9, 线性量化非线性量化 , 小大量化信噪比 7.31, 1.75 信源等概 7.3, 载波同步符号同步帧同步网同步载波 7.33, A 律 13 折线对数均匀 7.34, 大 logp 7.35, 第七章信源和信源编码 7.01, 4 7.0, A 自然 7.03, < 7.04, 信源的冗余度 7.05, 预测编码变换编码 7.06, 最小的 7.07, 统计关联性 7.08, 减小相关性 7.09, 等概 7.10, 概率分布 , 相同 7.1, , 无有 7.14, , 等于小于 7.16, 10k 70k 7.17, 最佳非线性量化器高 7.18, 变长 7.19, 6.0dB 7.0, 80k 0k 7.1, 8k 7., , , K 7.5, 30K 160K 7.6, 10kHz 80k 7.7, 0.5 第八章信道 8.01, 恒参随参 8.0, 信道容量 8.03, 时变性 8.04, 高斯分布 8.05, 信噪比信道带宽 8.06, 为零最大 8.07, 莱斯 8.08, 多径时延扩展多普勒扩展 8.09, 频率选择性快衰落 8.10, 群时延 8.11, 互信息限带限功率的连续 AWGN 信道带宽 8.1, 小于大于 8.13, 频率选择性衰落 8.14, 平坦性码间干扰 8.15, 100Hz 慢衰落 8.16, 34K 8.17, 106Hz 第九章信道编码 9.01, 维特比 9.0, 1 n , , 减少有效性增加可靠性 9.05, , 第 16 页共 17 页

18 9.07, 是不是 n 9.08, x , 偶校验码 4/5 9.10, 4 3/7 9.11, 前向纠错反馈重传混合差错控制 9.1, , , / , 需要 9.16, 4 3 x x x 1 x 4 x x , 8 第十章扩频通信 10.01, 本原多项式自相关特性 10.0, 频率选择性均衡 Rake 接收 10.03, 正交函数集 10.04, , 分集接收 Rake 接收 10.06, 少少 10.07, 10.08, 地址码扩频通信 10.09, 窄带干扰多径干扰加性高斯白噪声 10.10, , 是 10.1, Eb N , 频率选择性自相关特性 10.14, 交织 10.15, , , 7 3 x x 1 17 第 17 页共 17 页

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Microsoft Word 真题.docx 北京邮电大学 2016 年硕士研究生入学考试试题一选择填空题 ( 每空 1 分, 共 30 分 ) 1. 下列中是解析信号. A. Re 2 + 3j e ()*+, B. (2 + 3j)e 0()*+, C. e 0()+, D. (2 + 3j)e ()*+, 2. FM 鉴频器输出噪声的功率谱密度 P 23 (f) 与下列中成正比 A. f ) B. f C. f 05 D. f 0)