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丰烷安
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1 射频集成电路设计基础讲义无线通信系统和收发信机结构概述混频 : 更数学地看问题无线接收机超外差 (Super-heterodyne) 结构零中频接收机镜像抑制接收机低中频结构二次变频宽中频接收机无线发射机附录镜像抑制混频原理推导参考文献东南大学射频与光电集成电路研究所, Nov-3, 2003

2 概述 1 of 34 接收机或发射机是一个系统, 系统级的设计和优化具有更重要的意义决定总体大小功耗性能协调各电路模块, 确保达到指标收发机 (Transceiver) 结构对电路设计的影响片外元件的数量和种类电路的复杂度各级电路的工作频率增益噪声系数线性度功耗收发机结构对集成度和成本的影响 PCB 线路的复杂度片外元件, 尤其是高 Q 值滤波器谐振器的费用元件安装 ( 焊接 ) 的成本电路调试的费用射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 概述

3 中频 (Intermediate Frequency) 我们已经知道了无线通信中使用高频载波来传输信号的必要性, 现在来看一下接收信号时降低频率的必要性射频信道选择的困难» 对于 GSM 系统, 900 MHz Q = khz 2 of 34» 即使可以达到这么高的 Q 值, 滤波器通带内的损耗和带外 ( 相邻信道 ) 的衰减也将带来极大的问题» 数字信号处理技术可以实现近乎理想的滤波器, 但是直接在射频频率进行数模转换并不现实» 因此, 射频滤波器只能用作整个系统频段的选择, 滤除频段外的干扰, 信道的选择 ( 模拟或数字滤波 ) 需要在较低的频率 ( 中频 ) 进行中频频率的选择» 镜像频率和镜频抑制 (Image Rejection)» 邻信道干扰和选择性 (Selectivity)» 避开其它干扰 ( 如某些时钟和参考信号及其谐波频率 ) 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 概述

4 混频 : 更数学地看问题实信号的 Fourier 变换 : 正负频率分量同时存在且互为共轭, 即例如 xt () Xj ( ) Xj ( ) = X ( j) cos( c t) π[ δ( c ) + δ( + c )] sin( c t) π --[ δ( j c ) δ( + c )] 但是复信号可能只存在单边频率分量, 例如 e j c t = cos( c t) jsin( c t) e j c t 2πδ( + c ), e j c t 2πδ( c ) 3 of 34 (1) (2a) (2b) (3a) (3b) 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 混频 : 更数学地看问题

5 4 of 34 1 混频 : xt () yt () X( )*Y( ) 时域相乘 => 频域卷积 => 频谱搬移 2π 上变频 ( 正弦载波幅度调制 ): 基带射频 xt () X( ) yt ()=x() tcos( RF t) Y( )= [ X( + RF ) + X( RF )] X( ) ct ()= cos( RF t) C( )=π[ δ ( + RF ) + δ( RF )] 0 C( ) 1/2 Y( ) π RF 0 π RF RF 0 RF 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 混频 : 更数学地看问题

6 5 of 34 下变频 ( 正弦载波幅度调制信号的解调 ): 射频中频 / 基带 RF IF RF LO = IF cos( LO t) πδ [ ( + LO ) + δ( LO )] 1/2 IF 0 LO RF 0 RF π π IF LO 0 IF LO 0 LO 1/4 IF 0 IF 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 混频 : 更数学地看问题

7 6 of 34 镜像频率 RF+IMG IF+Interference cos( LO t) IF 0 IF LO RF 0 RF LO + IF LO IF IF LO 0 IF IF IF LO 0 LO IF 0 IF 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 混频 : 更数学地看问题

8 7 of 34 复混频 : 上变频, 载波为复指数载波 xt () X( ) ct ()=e j RF t C( ) = 2πδ( RF ) xt () cos( RF t)+jx() t sin( RF t) yt () xt () 0 90 cos( RF t) sin( RF t) cos( RF t) xt () cos( RF t) xt () sin( RF t) X( ) Y( ) 1 0 C( ) 2π 0 RF 0 RF 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 混频 : 更数学地看问题

9 8 of 34 复混频 : 下变频 1 xt () y I () t + jy Q () t e j LO t xt () I: In-phase, 同相 Q: Quadrature, 正交 0 90 cos( LO t) sin( LO t) cos( LO t) y I () t y Q () t RF 0 RF IF LO 0 IF LO 0 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 混频 : 更数学地看问题

10 9 of 34 复混频 2 cos( LO t) x I () t + jx Q () t y I () t + jy Q () t x I () t y I () t cos( LO t) jsin( LO t) sin( LO t) x Q () t y Q () t LO 0 RF cos( LO t) y I () t = x I () t cos( LO t) + x Q () t sin( LO t) LO IF 0 IF y Q () t = x Q () t cos( LO t) x I () t sin( LO t) 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 混频 : 更数学地看问题

11 无线接收机 10 of 34 接收机概述 LN Mixer IF MP BB RF Filter 1 RF Filter 2 IF Filter Injection Filter LO RF Filter 1» 选择工作频段, 限制输入带宽, 减少互调 (IM) 失真» 抑制杂散 (Spurious) 信号, 避免杂散响应» 减小本振泄漏, 在 FDD 系统中作为频域双工器 LN» 在不造成接收机线性度恶化的前提下提供一定的增益, 抑制后续电路噪声射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 无线接收机

12 RF Filter 2» 抑制由 LN 放大或产生的镜像干扰» 进一步抑制其它杂散信号» 减小本振泄漏 Mixer 11 of 34» 下变频器» 接收机中输入射频信号最强的模块, 线性度极为重要, 同时要求较低的噪声 Injection Filter» 滤除来自本振的杂散信号 IF Filter» 抑制相邻信道干扰, 提供选择性» 滤除混频器等产生的互调干扰» 如果存在第二次变频, 需要抑制第二镜频 IF mplifier» 将信号放大到一定的幅度供后续电路 ( 如模数转换或解调器 ) 处理» 通常需要较大的增益并实现增益控制射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 无线接收机

13 超外差 (Super-heterodyne) 结构 12 of 34 使用混频器将高频信号搬到一个低得多的中频频率后再进行信道滤波放大和解调解决了高频信号处理所遇到的困难依靠周密的中频频率选择和高品质的射频 ( 镜像抑制 ) 和中频 ( 信道选择 ) 滤波器, 一个精心设计的超外差接收机可以达到很高的灵敏度选择性和动态范围, 因此长久以来成为了高性能接收机的首选下变频器下变频器将信号频率和本振频率混频后降为频率固定的中频信号 IF = RF LO RF 中频远小于信号载频在中频段对有用信道进行选择比在载频段的选择对滤波器的 Q 值要求低很多两个概念 : 频带 (band) 和信道 (channel) 美洲 IS-95 蜂窝移动通信系统 LO» 发射频带为 MHz, 接收频带为 MHz 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 超外差 (Super-heterodyne) 结构

14 13 of 34» 832 信道 / 频带, 30kHz/ 信道我国 GSM 系统» 上行频带为 MHz ( 移动台发基站收 )» 下行频带为 MHz ( 移动台收基站发 )» 信道为 200kHz RF Filter 的中心频率很高, 带宽较大, 起选择频带的作用 IF Filter 的中心频率较低, 带宽小, 起选择信道的作用接收机从天线上接收到的信号很弱 (- 120dBm 至 - 100dBm) 需要放大 dB 为了使放大器稳定工作, 一个频带内的放大器的增益一般不超过 50-60dB 超外差接收机方案将接收机总增益分散到高频中频和基带三个频段上在较低的固定中频上实现窄带高增益放大器比在载波频段上更容易和更稳定射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 超外差 (Super-heterodyne) 结构

15 解调或 /D 变换在较低的固定中频上进行比较容易 14 of 34 LN 具有一定增益的 LN 可以减弱混频器和中频放大器的噪声对整机的影响, 提高灵敏度 LN 的增益不宜太高, 因为混频器是非线性器件, 进入它的信号太大, 会产生非线性失真 LN 增益一般不超过 15dB 本振频率的选择本振频率可以高于 (High-side Injection) 或低于 (Low-side Injection) 信号频率, 这取决于所引入镜像干扰的大小和振荡器设计的难易程度一般来说低频的振荡器可以获得更好的噪声性能, 但是较小的变频范围寄生通道干扰超外差接收机的最大缺点是组合干扰频率点多混频器不是一个理想乘法器, 而是一个能完成相乘功能的非线性器件, 它将进入的有用信号 RF 和本振信号, 以及混入的干扰信号 ( 如 ) 通过混频器非线性特性中的某一高次方项 LO 1 2 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 超外差 (Super-heterodyne) 结构

16 15 of 34 组合产生组合频率, 如 p LO ± q RF 或 p LO ± ( m 1 ± n 2 ), 若它们落在中频频带内, 就会形成对有用信号的干扰通常把这些组合频率引起的干扰称为寄生通道干扰寄生通道干扰中最为严重的干扰是镜像干扰消除镜像干扰的唯一办法是不让它进入混频器, 这要靠 RF Filter 滤除镜像干扰, 滤除效果取决于 Q 值设信号频率是 900MHz, 中频是 10.7MHz, 则镜像频率是 921.4MHz 若 RF Filter 采用单调谐 LC 回路, 中心频率调谐在 900MHz, 要求回路对镜像频率衰减 60dB, 可计算出回路 Q 值 V( ) 1 谐振回路的归一化选频特性 : S = = V( 0 ) 1 + Q ( db) 20 1 Q 2 2( f im f RF ) = log 可得 Q LC 回路很难实现这 f RF 么高的 Q 值可采用其它类型的无源滤波器, RF Filter 的损耗不应超过几个分贝在有限的 Q 值内要有效的衰减镜像频率, 就必须增大中频频率, 因此中频频率的选择非常重要 0 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 超外差 (Super-heterodyne) 结构

17 多次变频 16 of 34 为了解决中频选择中遇到的灵敏度和选择性的矛盾, 以获得更高的灵敏度和选择性, 有时需要通过 2 次或更多次变频, 在多个中频频率上逐步滤波和放大偶次失真与半中频 (Half-IF) 干扰如果超外差接收机的射频放大器混频器等电路存在二次失真, 将会引起所谓的 Half-IF 问题 IF IF 2 RF RF LO 2 本振与干扰的 2 次谐波相混频 LO 0 IF /2 IF 2 LO 2 RF + LO = 2 LO RF = IF 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 超外差 (Super-heterodyne) 结构

18 17 of 34 本振与干扰信号混频后经过二次失真 2 RF + LO LO IF = = IF 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 超外差 (Super-heterodyne) 结构

19 零中频接收机 18 of 34 最自然最直接的实现方法本振频率等于载频, 即中频为 IF = 0, 不存在镜像频率把载频直接下变频为基带的方案称为零中频 (zero- IF) 或直接下变频 (directconversion) 方案不存在镜像频率干扰不需要镜频抑制滤波器由于下变频是基带信号, 因此不需要专用的中频滤波器来选择信道, 而只须用低通滤波器来选择有用信道, 并用基带放大器放大即可, 这些电路容易集成 LN LO Leakage 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 零中频接收机 0 90 LPF LPF DC DC Offset

20 存在的问题 19 of 34 本振泄漏» 本振频率与信号频率相同, 如果混频器的本振口与射频口之间的隔离性能不好, 本振信号就很容易从混频器的射频口输出, 在通过 LN 泄漏到天线, 辐射到空间, 形成对邻道的干扰这在超外差式接收机中不易发生, 因为本振频率落在前级滤波器的频带以外 LN 偶次谐波失真干扰» 两个频率很近的干扰信号进入 LN, 由于 LN 伏安特性非线性的偶次项引起的差频, 在直接变频方案中就可能会因为混频器的不理想 (RF 口与 IF 口隔离不好 ) 而直通进入基带信号, 造成干扰» 采用差分结构, 可以提高电路的 IP2 直流偏移 (DC offset)» 由自混频 (self-mixing) 引起由本振泄漏的本振信号从天线回到 LN, 进入下变频器的射频口, 它和本振信号混频, 差拍为零频率 ( 即直流 ) 同样, 进入 LN 的强干扰信号也会由于混频器各口的隔离性能不好而漏入本振口, 反过来和射频口的强干扰混频, 差拍为直流这些直流偏移在超外差式接收机中是不可能干扰有用信号的, 因为那时中频不等于零而在零中频方案中, 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 零中频接收机

21 20 of 34 RF 信号被转变为中频为零的基带信号, 这些直流偏移就叠加在基带信号上这些直流偏移往往大于射频前端的噪声, 使信噪比变差, 而且大的直流偏移可能使混频器后的放大器饱和» 这些直流偏移可以通过 DSP 的方法减弱, 但相当复杂» 尤其是当直流偏移是时变的, 消除干扰就更困难» 将基带信号用电容隔直流的方法耦合到基带放大器, 以消除直流偏移的干扰但此方法对于基带附近集中比较大的能量的基带信号不适用» 选择适当的编码和调制方式, 使接收和经下变频后的基带信号在直流附近的能量尽量减少, 这时可采用交流耦合的方式来消除直流偏移但缺点要用到大电容, 增加了体积和成本低频噪声 (1/f noise)» 有源器件内部存在闪烁噪声 (1/f noise), 尤其是 MOSFET 的 1/f 噪声比较大, 对零中频的基带信号产生干扰, 降低信噪比混频器设计为有一定增益 I/Q 失配» 元件失配会造成两条正交支路不匹配, 产生失真» 采用 DSP 方法进行补偿射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 零中频接收机

22 直流偏移的消除 (DC offset cancellation) 使用交流耦合 (C-coupling) 21 of 34 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 零中频接收机

23 镜像抑制接收机 22 of 34 Hartley image-reject receiver v in sin LO t cos LO t B 90 Σ C v out 90 移相 :Hilbert Filter j 90 0 j H( ) = jsgn( ) 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 镜像抑制接收机

24 23 of 34 j/2 c 0 c 1/2 1/2 LO 0 j/2 j/2 LO j/2 LO 0 LO 1/2 1/2 j/2 j/2 1/2 1/2 IF 0 IF 1 1 1/2 1/2 IF 0 IF 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 镜像抑制接收机

25 24 of 34 Weaver image-reject receiver v in sin 1 t cos t 1 B C sin 2 t cos 2 t D Σ + v out j/2 j/2 C 1/4 1/4 2 IF1 2 j/2 j/2 1/4 1/4 B 1/2 1/2 D 1/4 1/4 2 IF1 IF2 IF 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 镜像抑制接收机

26 低中频结构 25 of 34 具有与零中频结构类似的优点, 同时避免了 DC 附近的问题要求很高的镜频抑制比, 需要结合使用抑制镜频的变频结构和额外的镜频抑制措施镜频陷波滤波器 (notch filter) 多相滤波器 (poly-phase filter) 数字滤波射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 低中频结构

27 二次变频宽中频接收机 26 of 34 第一本振为固定频率, 整个信号频段被搬移到第一中频 ; 第二本振可变, 完成调谐功能 ; 第二中频为 0 中频, 使用低通滤波器选择信道与零中频接收机相比, 直流漂移和本振泄漏都可以获得较为满意的解决固定频率的第一本振和低频的第二本振使振荡器和频率合成器的相位噪声可以获得改善 xt () cos( LO1 t) sin( LO1 t) y I1 () t cos( LO2 t ) cos( LO2 t ) sin( LO2 t ) 但是第二本振频率较低, 要获得大变频范围较为困难同时由于第一中频处没有信道选择滤波, 所有信道均被放大后进行第二次变频, 相邻信道的干扰较为严重, 因此对动态范围有较高的要求最后, 该结构使用两次复混频, 镜频干扰基本解决 y Q1 () t y I2 () t y Q2 () t 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 二次变频宽中频接收机

28 27 of 34 RF 0 RF LO2 LO1 0 LO1 IF1 0 IF1 LO2 IF2 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 二次变频宽中频接收机

29 无线发射机 28 of 34 直接上变频 (Direct-conversion) I LO 0 90 P Matching Network Q 结构简单功放对本振形成干扰 (LO pulling or injection locking) 本振频率可以通过加减一个偏移量来获得, 从而避免 LO pulling f 1 f LO = f 1 ± f f 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 无线发射机

30 超外差式 29 of 34 I Q LO LO2 P 功放与本振之间具有良好的隔离度第一本振频率较低, 可以达到较高的调制质量复杂度较高直接数字调制 Frequency Synthesizer P Baseband Digital Signal 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 无线发射机

31 附录一 : 镜像抑制混频原理推导 30 of 34 Hartley 结构 v in LPF sin LO t cos LO t LPF B 90 Σ C v out v in = RF cos RF t + IMG cos IMG t, 不失一般性, 假设 LO < RF 即 IF = RF LO = LO IMG, 于是图中点和 B 点的信号分别为 v = RF sin( 2 LO t RF t) IMG sin( 2 LO t IMG t) RF IMG = sin 2 IF t sin 2 IF t this step is important! 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 镜像抑制混频原理推导

32 31 of 34 v B = RF cos( 2 LO t RF t) IMG cos( 2 LO t IMG t) = RF cos 2 IF t IMG cos 2 IF t 点的信号经过 90 相移以后在 C 点变成 v C = RF cos 2 IF t IMG cos 2 IF t 最后在输出端有 v out = v C + v B = RF cos IF t 由于镜像干扰所得到的中频信号被抵消了射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 镜像抑制混频原理推导

33 Weaver 结构 32 of 34 v in sin 1 t cos t 1 LPF LPF B C sin 2 t cos 2 t D Σ + v out 假设 IF1 = RF 1 = 1 IMG, IF = IF1 2 = RF 1 2, 且 1» 2, v in = RF cos RF t + IMG cos IMG t, 则在点和 B 点 v = RF sin 2 IF1 t IMG sin 2 IF1 t v B = RF cos 2 IF1 t IMG cos 2 IF1 t 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 镜像抑制混频原理推导

34 33 of 34 在 C 点和 D 点有 v C = RF cos( 4 IF1 2 )t RF cos( 4 IF1 + 2 )t IMG cos( 4 IF1 2 )t IMG cos ( 4 IF1 + 2 )t v D = RF cos( 4 IF1 2 )t 输出信号为 RF IMG cos( 4 IF1 + 2 )t cos( 4 IF1 2 )t IMG cos( 4 IF1 + 2 )t v out = v D v C = RF cos 2 IF t IMG cos( 2 IF1 + 2 )t 我们看到由镜像干扰所得到的中频信号 cos( )t 受到了抑制, 而有用信号的中频则顺利通过在输出信号中仍然有镜像干扰引起的分量 IMG ( 2 IF1 + 2 )t, 但它的频率比中频高, 若本振频率选择适当, 这一分量可以被滤除因为这一结构实际上进行了两次变频, 输入信号中在 2 2 RF 频率附近的干扰经过第一次变频后被搬移到 2 2 RF + 1, 从而成为第二次变频时的镜像干扰, 因此必须在第二次变频前予以滤除 IMG cos IF IF1 2 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 镜像抑制混频原理推导

35 参考文献 34 of 34 [1] Behzad Razavi, RF Microelectronics, Chapter 5. [2] Shahriar Mirabbasi and Ken Martin, Classical and Modern Receiver rchitectures, IEEE Communications Magazine, pp , Nov [3] T. Lee, The Design of CMOS Radio Frequency Integrated Circuits, Chapter 18. 射频集成电路设计基础 > 无线通信系统和收发信机结构 > 参考文献

数字带通带阻高通滤波器的设计把一个归一化原型模拟低通滤波器变换成另一个所需类型的模拟滤波器, 再将其数字化直接从模拟滤波器通过一定的频率变换关系完成所需类型数字滤波器的设计先设计低通型的数字滤波器, 再用数字频率变化方法将其转换成所需类型数字滤波器

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