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1 204 年 6 月电工技术学报 Vol.29 No. 6 第 29 卷第 6 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Jun. 204 二极管钳位型五电平逆变器低调制比电压平衡与矢量序列的分析赵志宏, 赵剑锋, 沈凯安, 彭倬 2, 张波 2. 东南大学电气工程学院南京 20096; 2. 深圳市英威腾电气股份有限公司深圳摘要二极管钳位型五电平 ( 5L-DCC) 相对三电平具有诸多优势而得到广泛关注, 本文研究了 5L-DCC 在调制比 M<0.5( 简称低调制比 ) 时的电压平衡以及矢量序列的构造与切换分析了 5L-DCC 基于目标函数优化的均压策略, 通过构造七段式和五段式矢量序列为基础, 根据参考矢量所在三角形, 提出两种矢量序列切换规则, 解决了 5L-DCC 基于目标函数优化最近三矢量空间适量调制 (SVM) 均压算法矢量序列的切换及优化选择问题, 并研究了窄脉冲的消除通过仿真与实验验证表明, 所提方法对电容电压平衡快速性较好且电压纹波小关键词 : 二极管钳位型五电平均压 SVM 调制矢量选择与切换窄脉冲消除中图分类号 : TM464 Analysis of Voltage Balancing Strategy and Vector Sequences of a Five-Level Diode-Clamped Converter Zhao Zhihong, Zhao Jianfeng, Shen Kaian, Peng Zhuo 2, Zhang Bo 2. Southeast University Nanjing China; 2. Shenzhen Invt Electric Co., Ltd Shenzhen Abstract China Due to the various advantages compared with three-level converter, the five-level diode-clamped converter(5l-dcc) is widely studied. This paper focuses on the DC-capacitor voltage balancing and vector sequences switch mechanism of a space vector modulation(svm) modulated 5L- DCC as modulation index is less 0.5. The 5L-DCC voltage balancing strategy based on objective function optimization is analyzed. On the basis of seven segment and five segment vector sequences, this paper comes to two vector sequences selection rules according to reference vector location. The DC-capacitor voltage balancing and narrow pulse problems are solved. The simulation and experimental results show that the proposed method is effective and capacitor voltage ripple is low. Keywords:Five-level diode-clamped converter(5l-dcc), voltage balance, space vector modulation (SVM), vector selection and switching, narrow pulse elimination 引言近年来, 在高压大功率应用领域多电平功率变换器技术成为研究的一个热点 [-5] 多电平逆变器能够以耐压较低的功率器件实现较高电压输出, 相对于两电平逆变器具有输出电压等级高谐波特性好和开关损耗小等优点, 因而在高压交流电机调速分布式发电静止无功补偿和新型直流输电等领域收稿日期改稿日期有良好的应用前景 [2] 基本的多电平拓扑结构归纳起来有三种 : H 桥级联型二极管钳位型和飞跨电容型其中二极管钳位型多电平逆变器由于结构简单, 无需复杂移相变压器而更具有应用前景 [-3] 在二极管钳位型结构中, 已得到广泛应用的是三电平, 应用在如 HVDC [4] STATCOM [5] 有源滤波 [6] 和光伏发电 [7] 等尽管五电平相对于三电平能够输出更高的电压等级以及具备更好的谐波特性, 但 5L-DCC 存在直流侧电容均压困难的问题, 表现作者简介 : 赵志宏男,985 年生, 博士研究生, 研究方向为多电平变换器, 电能质量问题的研究与治理赵剑锋男,972 年生, 教授, 博士生导师, 研究方向为电力电子在电力系统中应用的研究

2 54 电工技术学报 204 年 6 月为中间两个电容失电并最终退化为三电平 [3], 从而限制了五电平逆变器的应用目前 5L-DCC 直流侧均压方法主要有 : 提供 4 组独立直流电源 ; 2 增加硬件辅助均压电路 [8] ;3 通过软件选择冗余矢量进行均压 [9-3] 其中方法实现最简单, 但也使得 5L-DCC 丧失了相对于级联 H 桥的优势, 而方法 2 需要增加额外的辅助均压电路, 方法 3 虽然需要复杂的调制算法, 但却不需要额外的硬件电路, 具备经济优势, 成为研究的热点文献 [9] 分析了 5L-DCC 在全调制比内的电压平衡域并讨论了矢量合成序列, 但没有对常用的七段式矢量序列讨论, 也没有对矢量序列的切换进行分析文献 [4,5] 分别研究了 5L-DCC 在 HVDC 和 STATCOM 中的应用, 指出 SVM 调制 5L-DCC 直流侧电容电压的平衡与调制比和功率因数有关, 调制比小于 0.5 时可以实现全功率因数范围的电压平衡, 而当调制比大于 0.5 时, 调制比越高, 功率因数越低, 且当调制比接近时, 逆变器几乎不能进行有功功率的输出文献 [0] 从理论上分析了 SPWM 调制 5L-DCC 电压失衡的原因, 给出了 SVM 调制逆变器电压平衡与调制比功率因数的关系曲线图文献 [] 通过分析 5L-DCC 的 25 个矢量对直流侧电容电压的影响, 给出了根据电容电压状态进行矢量选择的规则, 但没有考虑 5L-DCC 对状态切换要求, 不具备现实可操作性虽然对 5L-DCC 冗余矢量选择均压研究较多, 但是有关矢量序列的合成与切换还未见报道, 而这是实现基于目标函数优化均压算法的重要环节本文首先分析了基于目标函数优化均压原理, 然后通过构造七段式和五段式矢量序列为基础, 提出两种矢量序列切换规则, 即当参考矢量位于三角形时, 选择 5L-DCC 三相状态最优切换七段式矢量序列均压, 而五段式矢量序列辅助进行窄脉冲消除而当参考矢量位于三角形 2~4 时, 选择 5L-DCC 三相状态次优切换七段式和五段式矢量序列共同均压, 在此基础上考虑窄脉冲的消除与处理 2 二极管钳位型五电平逆变器主电路改进型 5L-DCC 主电路拓扑如图所示 (x=a, b,c), 改进型拓扑避免了传统拓扑中钳位二极管直接串联的问题 [2] 其中 R p 为辅助均压电阻, R s C s 和 VD s 构成 RCD 吸收电路每相由 8 个功率开关器件和 2 个钳位二极管构成, 其中 S xi 与 S xi 的驱动信号互补 ( i=,2,3,4), 直流侧由四组电容器串联构成 5 级电平, 设直流输入电压 V dc =4E, 则稳态时电容理想均压为 V C =V C2 =V C3 =V C4 =E Fig. Tab. 图单相 5L-DCC 主电路 Main circuit of single phase 5L-DCC 表 5L-DCC 工作状态 Operation states of 5L-DCC 工作状态 S x S x2 S x3 S x4 V xo E E E 4 2E 表给出了 5L-DCC 的工作状态 5L-DCC 每相可以输出 5 种电平, 对应 5 种工作不同的工作状态三相 5L-DCC 共有 5 3 =25 个矢量, 如图 2 所示为三相 5L-DCC 矢量图矢量图由 4 个六边形中心嵌套组成, 越外层六边形冗余矢量越少, 其中最外层六边形没有冗余矢量当逆变器工作状态需要改变时, 一般只能相邻工作状态进行切换, 不允许越级跳变, 否则与多电平更小的 du/ 设计初衷不符, 如图 3 所示为单相 5L-DCC 状态最佳切换图如果在矢量序列选择中无法满足状态最佳切换, 则应选择跳变级数最少的矢量序列或通过插入中间矢量进行过渡, 且应满足

第 29 卷第 6 期赵志宏等二极管钳位型五电平逆变器低调制比电压平衡与矢量序列的分析 55 如下开关机制 : 开通过程为内层开关器件比外层先导通, 关断过程为外层开关器件比内层先关断 [3] 通过对式 ( ) 求导得式 ( 2), 则式 ( 2) 的取值越小, 对直流侧均压越有利其中 i Cj 为流过电容 C j 的电流, 由 5L-DCC 主电路可知, i Cj 受逆变器中点电流 i x

3 第 29 卷第 6 期赵志宏等二极管钳位型五电平逆变器低调制比电压平衡与矢量序列的分析 55 如下开关机制 : 开通过程为内层开关器件比外层先导通, 关断过程为外层开关器件比内层先关断 [3] 通过对式 ( ) 求导得式 ( 2), 则式 ( 2) 的取值越小, 对直流侧均压越有利其中 i Cj 为流过电容 C j 的电流, 由 5L-DCC 主电路可知, i Cj 受逆变器中点电流 i x (x=, 2, 3) 的影响, 且存在表达式 i i i i i i i i i C4 3 C3 C3 2 C2 C2 C (3) 直流输入电压平稳, 忽略 V dc 的纹波电压 dv dc dv Cj icj j j (4) Fig.2 图 2 5L-DCC 矢量图 Space vector diagram of 5L-DCC 联合式 (3) 和式 (4) 可得 3 3 i xi i Cj x x 4 x x j j=, 2, 3, 4 (5) 将式 (5) 代入式 ( 2) 得到 vcj xix ix 0 4 (6) j x x j 由 5L-DCC 主电路可知, 式 ( 6) 可进一步简化为图 3 单相 5L-DCC 状态最佳切换 Fig.3 Optimal switching of operation states in 5L-DCC 3 5L-DCC 基于目标函数优化的均压策略基于目标函数优化的均压策略以减小直流侧电容能量误差为依据, 5L-DCC 的能量误差函数定义为 [4] J C v Cj () j 式中, v Cj 为直流侧电容 C j (j=,2,3,4) 的电压偏差, 即 v Cj =v Cj E, 理想均压 J 的取值最小为零 dj dv C v vcjicj 0 (2) 4 4 Cj Cj j j 3 3 vcj ix 0 (7) j x j 记控制周期 ( 采样周期 ) 为 T S, 对式 (7) 在一个控制周期内积分可得 3 3 ( k ) T S vcj ix 0 T kt S S (8) j x j 认为电容电压近似不变, 式 ( 8) 可以进一步简化为记为 3 3 ( k ) TS vcj ( k) ix 0 T (9) kt j x j S S 3 3 P vcj ( k) ix ( k) 0 j x j (0) 式 (0) 即为算法的目标函数, 其中 v Cj (k) 为

4 56 电工技术学报 204 年 6 月第 k 个控制周期的电压偏差值, i ( k ) 为第 k 个控制周期逆变器中点电流的平均值, 可以通过如下表达式求得 T i 3 i2 i DS ia ib ic x T () 其中 a a2 a3 D a2 a22 a23 (2) a3 a32 a 33 其中七段式合成方式的逼近效果优于五段式, 输出谐波含量也更小, 因此应优先考虑七段式矢量序列图 4 所示为 5L-DCC 扇区 Ⅰ 的三角形 ~4 矢量分布图, 根据图中旋转路径, 分别在 4 个三角形区域构造七段式和五段式矢量序列以三角形为例, 有 0 个七段式矢量序列和个五段式矢量序列, 见表 2 a d d d d d d d a2 d430 d43 d432 a 3 d443 d330 d332 d33 a2 d200 d20 d2 d422 d322 a22 d32 d420 d42 d320 a23 d432 d442 d332 d220 d 22 a3 d00 d2 d3 d4 a32 d40 d30 d20 a d d d d d d d (3) Fig.4 图 4 5L-DCC 扇区 Ⅰ 三角形 ~4 矢量图 Space vector diagram of 5L-DCC in triangle region to 4 sectorⅠ 其中,d ijk (i,j,k [0,,2,3,4]) 为参考矢量位于扇区 Ⅰ 时矢量 (i j k) 的作用时间, 当参考矢量位于其他扇区时由以下的对称性得到 s s6 s2 s3 s4 s5 S s2 s5 s s4 s3 s6 (4) s3 s4 s5 s6 s s 2 式中,s i (i=,,6) 为参考矢量所在扇区, 以参考矢量在扇区 Ⅰ 为例, 则 s =,s i =0(i ) 总结 5L-DCC 基于目标函数优化均压策略的实现步骤如下 : () 由 SVM 算法得到最近三矢量的作用时间和参考矢量所在扇区 [5,6] (2) 遍历矢量合成序列, 通过式 ( ) 以及逆变器输出电流 i a i b i c 求出逆变器中点电流平均 (3) 将步骤 ( 2) 所得结果以及 v Cj 代入式 (0), 根据矢量序列切换规则以及窄脉冲消除条件, 选择使得目标函数取值最大的矢量序列作为本控制周期最优序列 4 矢量序列的合成与切换 4. 矢量序列的合成常用的矢量合成有七段式和五段式两种方式, 表 2 扇区 Ⅰ 三角形矢量序列 Tab.2 Vector sequences of triangle sectorⅠ 序号七段式五段式应用同样的方法, 可以在三角形 2 和 4 构造 7 个七段式矢量序列和 8 个五段式矢量序列, 而三角形 3 含有 8 个七段式矢量序列和 9 个五段式矢量序列 4.2 窄脉冲消除与处理开关器件存在最小开通最小关断时间, 称为最小脉宽 [7,8] 如果驱动信号的脉冲宽度小于器件的最小脉宽, 则开关器件的工作状态是不确定的, 即不能可靠地开通或关断, 容易发生短路故障

5 第 29 卷第 6 期赵志宏等二极管钳位型五电平逆变器低调制比电压平衡与矢量序列的分析 57 [9] 以表 2 序号七段式和五段式为例进行分析, 如图 5 所示图 5a 图 5b 分别为其对应的驱动信号,T T 2 和 T 3 为 SVM 最近三矢量的作用时间, 其中 T 对应矢量序列的起始矢量记开关器件的最小脉宽为 δ T, 通过对图 5 分析可知, 七段式矢量序列消除窄脉冲的条件为 T >3δ T, 而五段式为 T 3 > δ T 且 T >2δ T 其他矢量序列分析类似, 只是矢量作用时间需要根据序列的起始矢量做相应的调整序列切换的优先级归纳如下 : 状态最优切换七段式序列 ;2 状态最优切换五段式序列 ; 3 状态次优切换七段式序列 ; 4 状态次优切换五段式序列本文通过大量仿真与实验验证, 提出 5L- DCC 低调制比时矢量序列的切换规则如下 : () 当参考矢量位于三角形时, 选择 5L- DCC 三相状态最优切换七段式矢量序列调节直流侧电容平衡, 而五段式矢量序列辅助进行窄脉冲消除 (2) 当参考矢量位于三角形 2~4 时, 选择 5L-DCC 三相状态次优切换七段式与五段式矢量序列共同对直流侧电容均压, 在此基础上考虑窄脉冲消除与处理 5 仿真与实验结果 (a) 七段式 (b) 五段式图 5 矢量合成序列对应的驱动信号 Fig.5 The corresponding drive signal of vector sequence 4.3 矢量序列的切换如图 3 所示, 单相 5L-DCC 存在状态最佳切换, 对三相而言, 定义状态保持以及单相单级切换为 5L-DCC 三相状态最优切换, 而两相单级切换由于驱动延时等硬件特性差异导致输出线电压毛刺增多 [20], 因此定义包含两相单级切换为 5L-DCC 三相状态次优切换以逆变器当前工作状态为 (0) 且参考矢量位于扇区 Ⅰ 三角形为例, 考虑七段式矢量序列见表 2, 序列 3 的起始矢量 (0) 与逆变器当前状态相同, 因此序列 3 为状态保持序列, 而序列 2 和序列 4 的起始矢量分别为 (00) 和 (), 逆变器由当前状态 ( 0) 切换到序列 2 或序列 4 需要进行单相单级状态跳变, 因此序列 2 和序列 4 为单相单级切换序列, 最后序列 (000) 和序列 5(2) 为两相单级切换序列根据定义, 序列 3 2 和 4 为 5L-DCC 三相状态最优切换序列, 而序列和 5 为 5L- DCC 三相状态次优切换序列考虑到七段式矢量序列优于五段式, 因此矢量 5. 仿真为了验证基于目标函数优化均压策略的正确性以及本文所提矢量序列切换规则的有效性, 以图所示 5L-DCC 拓扑进行了仿真与实验验证, 仿真参数为 : 直流侧电压为 400V, 开关频率 2kHz, 电容 C =C 2 =C 3 =C 4 =6 800F, 阻感负载 R=0, L=5mH 设置调制比 M=0.2, 调制波频率为 0Hz, 功率因数为 0.996, 此时参考矢量位于三角形, 图 6a 为逆变器输出线电压 V ab 与电流 I a 波形, 图 6b 为直流侧电容电压波形, 电压波动峰 - 峰值约为 2V, 均压效果较理想 (a) 线电压 V ab 与电流 I a

6 58 电工技术学报 204 年 6 月 (b) 直流侧电容电压 (a) 线电压 V ab 与电流 I a 图 6 M=0.2 仿真波形 Fig.6 Simulation waveforms of M=0.2 设置调制比 M=0.48, 调制波频率为 25Hz, 功率因数为 0.973, 参考电压在位于三角形 2~4, 图 7 为优先选择七段式矢量序列进行均压的仿真结果, 可以看出运行到 s 时 C 电压上升到约 40V, 而 C 3 电压下降到约为 80V, 因此优先选择七段式矢量序列不能均压 (b) 直流侧电容电压图 7 直流侧电容电压仿真波形 Fig.7 Simulation waveforms of DC-capacitor voltage 设置调制比 M=0.48, 调制波频率为 25Hz, 应用矢量切换规则 ( 2), 图 8a 为逆变器输出线电压 V ab 与线电流 I a, 图 8b 为直流侧电容电压波形, 可以看出, 直流电容电压波动峰 - 峰值在小于 4V, 均压效果较好图 8 M=0.48 仿真波形 Fig.8 Simulation waveforms of M= 实验实验条件 : 由三相二极管整流桥提供 400V 直流电源 ( 根据负载不同有波动 ), 开关频率 2kHz,C =C 2 =C 3 =C 4 =6 800F, 负载为三相异步电动机对拖三相永磁同步发电机, 发电机输出接 3 个 kw 电炉, 其中电机额定电压为 380V, 额定功率为 3kW 测量直流电压时示波器 CH~ CH4 对应 V C ~V C4 动态实验为阻感负载 R=20,L=5mH,V C 与 V C4 的初始电压约为 70V,V C2 与 V C3 的初始电压约为 30V, 此时直流侧电容电压严重不平衡调制比 M=0.2 实验波形如图 9 所示, 图 9a 为输出线电压 V ab 与电流 I a, 图 9b 为直流侧电容电压稳态波形以文献 [4] 所构造的七段式矢量序列作为对比, 图 9c 和图 9e 分别为其电容电压纹波与电容电压动态波实验结果, 可知动态调整时间大约为 5.s, 电容电压纹波峰峰值最大约为 6.5V, 而图 9d 和图 9f 为本文所提方法相应的实验波形, 算法仅需 2.6s 完成均压, 且电容电压纹波最大值为 4.8V

第 29 卷第 6 期赵志宏等二极管钳位型五电平逆变器低调制比电压平衡与矢量序列的分析 59 (e) 电容电压动态 (a)

9 Experimental waveforms of M=0.2 调制比 M=0.

其中 C 电压最高值达到 200V, 而 C 2 接近失电 (c) 电容电压纹波 (d) 电容电压纹波 2 图 0

48, 调制波频率为 25Hz, 应用矢量切换规则 ( 2) 试验波形如图所示, 图 a 为输出线电压 V ab 与电流

7 第 29 卷第 6 期赵志宏等二极管钳位型五电平逆变器低调制比电压平衡与矢量序列的分析 59 (e) 电容电压动态 (a) 线电压 V ab 与电流 I a (f) 电容电压动态 2 (b) 电容电压稳态图 9 M=0.2 实验波形 Fig.9 Experimental waveforms of M=0.2 调制比 M=0.48, 调制波频率为 25Hz, 优先选择七段式矢量序列均压的直流侧电容电压实验波形如图 0 所示, 电容电压迅速失去平衡, 其中 C 电压最高值达到 200V, 而 C 2 接近失电 (c) 电容电压纹波 (d) 电容电压纹波 2 图 0 直流侧电容电压实验波形 Fig.0 Waveforms of DC-capacitor voltage 调制比 M=0.48, 调制波频率为 25Hz, 应用矢量切换规则 ( 2) 试验波形如图所示, 图 a 为输出线电压 V ab 与电流 I a, 图 b 为直流侧电容电压稳态波形与文献 [8] 所提五段式两相单级切换比较, 图 c 和图 e 分别为其电容电压动态与电压纹波实验波形, 均压过程中存在较多振荡, 电容电

60 电工技术学报 204 年 6 月 (a) 线电压 V ab 与电流 I a (e) 电容电压纹波 (b) 电容电压稳态 (f) 电容电压纹波 2 图 M=0.48 实验波形 Fig.

7V, 而图 d 和图 f 为本文所提方法实验结果, 算法大概需要.s 时间完成均压, 纹波电压峰峰值最大为 5.

5 时, 可以在全功率因数范围均压本文着重分析了 5L-DCC 在低调制比时的均压策略与矢量序列的切换首先介绍了 5L-DCC 基于目标函数优化的均压策略,

8 60 电工技术学报 204 年 6 月 (a) 线电压 V ab 与电流 I a (e) 电容电压纹波 (b) 电容电压稳态 (f) 电容电压纹波 2 图 M=0.48 实验波形 Fig. Experimental waveforms of M=0.48 压经过 2.2s 后达到平衡, 且电容纹波电压峰峰值最大为 9.7V, 而图 d 和图 f 为本文所提方法实验结果, 算法大概需要.s 时间完成均压, 纹波电压峰峰值最大为 5.2V 6 结论 (c) 电容电压动态 (d) 电容电压动态 2 基于目标函数优化最近三矢量 SVM 调制 5L- DCC 直流侧电容电压平衡受功率因数和调制比影响, 当调制比 M<0.5 时, 可以在全功率因数范围均压本文着重分析了 5L-DCC 在低调制比时的均压策略与矢量序列的切换首先介绍了 5L-DCC 基于目标函数优化的均压策略, 通过构造常用的七段式和五段式矢量序列, 提出了两种矢量序列切换规则, 最后通过仿真与实验验证了基于目标函数优化均压策略的正确性以及本文所提矢量序列切换规则的有效性参考文献 [] 李永东. 大容量多电平变换器原理. 控制. 应用 [M]. 北京 : 科学出版社, [2] 陈小刚, 王慧贞. 半周期电流滞环控制的二极管钳位型三电平半桥逆变器 [J]. 电工技术学报, 20,

9 第 29 卷第 6 期赵志宏等二极管钳位型五电平逆变器低调制比电压平衡与矢量序列的分析 6 26(): Chen Xiaogang, Wang Huizhen. Diode-clamped threelevel half bridge inverters with half cycle hysteresis current control[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 20, 26(): [3] 王琛琛, 李永东. 多电平变换器拓扑关系及新型拓扑 [J]. 电工技术学报, 20, 26(): Wang Chenchen, Li Yongdong. Multilevel converter topologies and two novel topologies[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 20, 26(): [4] Maryam Saeedifard, Reza Iravani, Josep Pou. A space vector modulation strategy for a back-to-back fivelevel HVDC converter system[j]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2009, 56(2): [5] Saeedifard M, Iravani R, Pou J. Contrl and DC-capacitor voltage balancing of a space vector-modulated fivelevel STATCOM[J]. IET Power Electronics, 2009, 2(3): [6] 李国丽, 史晓峰, 姜卫东, 等. 二极管钳位型多电平逆变器脉宽调制时电容电压均衡方法 [J]. 电工技术学报, 2009, 24(7): 0-9. Li Guoli, Shi Xiaofeng, Jiang Weidong, et al. Unbalancing capacitor voltage for diode clamped multi-level inverter[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(7): 0-9. [7] 陈权, 王群京, 姜卫东, 等. 二极管钳位型三电平变换器开关损耗分析 [J]. 电工技术学报, 2008, 23(2): Chen Quan, Wang Qunjing, Jiang Weidong, et al. Analysis of switching losses in diode-clamped threelevel converter[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2008, 23(2): [8] Ashaibi A A, Finney S J, Williams B W, et al. Switched mode power supplies for charge-up, discharge and balancing DC-link capacitors of diode-clamped five-level inverter[j]. IET Power Electronics, 200, 3(4): [9] 高跃, 李永东. 二极管钳位型五电平逆变器电容电压平衡与研究 [J]. 电工技术学报, 2008, 23(): Gao Yue, Li Yongdong. Voltage balance boundary of five-level diode clamped inverters[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2008, 23(): [0] Saeedifard M, Iravani R, Pou J. Analysis of a space vector modulated five-level converter[c]. Power Engineering Society General Meeting, Tampa, FL, America, 2007: -8. [] Lalili D, Berkouk E M, Boudjema F, et al. Self balancing of DC link capacitor voltage using redundant vectors for svpwm controlled five-level inverter[c] th International Multi-Conference on Systems, Signals and Devices, Amman, Jordan, 2008: -6. [2] Xiaoming Yuan, Ivo Barbi. A new diode clamping multilevel inverter[c]. Applied Power Electronics Conference and Exposition, Dallas, TX, America, 999, : [3] Hotait H A, Massoud A M, Finney S J, et al. Capacitor voltage balancing using redundant states of space vector modulation for five-level diode clamped inverters[j]. IET Power Electronics, 200, 3(2): [4] Maryam Saeedifard, Reza Iravani, Josep Pou. Analysis and control of DC-capacitor voltage drift phenomenon of a passive front-end five-level converter [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2007, 54(6): [5] Nikola Celanovic, Dushan Boroyevich. A fast spacevector modulation algorithm for multilevel three-phase converters[j]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 200, 37(2): [6] Saad Mekhilef, Mohamad N Abdul Kadir. Voltage control of three-stage hybrid multilevel inverter using vector transformation[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 200, 25(0): [7] 薄保中, 刘卫国, 苏彦民. 三电平逆变器 PWM 控制窄脉冲补偿技术的研究 [J]. 中国电机工程学报, 2005, 25(0): Bo Baozhong, Liu Weiguo, Su Yanmin. Study of compensating technique in PWM control for threelevel inverters[j]. Proceedings of the CSEE, 2005, 25(0): [8] Zhang H B, Finey S J, Fletcher J E, et al. DC-link capacitor voltage balancing for a five-level diodeclamped active power filter using redundant vectors [C]. Universities Power Engineering Conference (AUPEC), Christchurch, New Zealand, 200: -6. [9] Josep Pou, Rafael Pindado, Dushan Boroyevich. Voltage-balance limits in four-level diode-clamped converters with passive front ends[j]. IEEE Transactions

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; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of 26 2 2009 2 Control Theory & Applications Vol. 26 No. 2 Feb. 2009 : 1000 8152(2009)02 0203 06 Buck-Boost 1,2, 3, 2, 4, 1 (1., 411201; 2., 410083; 3., 411105; 4., 410004) :, Buck-Boost,.,,. :,,,, : Buck-Boost