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1 2011 年 5 月电工技术学报 Vol.26 No. 5 第 26 卷第 5 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY May 2011 基于新型模块化多电平变换器的五电平 PWM 整流器王奎郑泽东李永东 ( 清华大学电机系电力系统及发电设备控制和仿真国家重点实验室北京 ) 摘要多电平 PWM 整流器具有功率因数可控能量双向流动等优点, 在电机高性能控制场合广受关注而模块化多电平变换器 (MMC) 以结构模块化不需要输入变压器以及易于扩展等优点, 成为近年来研究的热点本文针对一种新型模块化五电平 PWM 整流器展开研究, 与传统 MMC 不同的是, 新型 MMC 拓扑通过引入一个中间单元, 使得输出相同电平数的情况下级联的单元数量更少该五电平 PWM 整流控制系统可分为整流控制单元和 PWM 控制单元两部分, 整流控制单元采用电压定向矢量控制实现母线电压稳定和单位输入功率因数控制 ; PWM 控制单元采用载波层叠 PWM 方法, 根据电容电压高低和电流方向选择合适的单元工作在充电或放电模式, 以实现电容电压动态平衡控制该控制方法可适用于任意单元级联和任意电平数设计了一台三相五电平的实验样机并对上述控制方法进行了实验验证关键词 : 模块化多电平变换器 (MMC) PWM 整流器悬浮电容电压平衡控制中图分类号 : TM46 A Five-Level PWM Rectifier Based on New Modular Multilevel Converter Wang Kui Zheng Zedong Li Yongdong (State Key Lab of Control and Simulation of Power System and Generation Equipments Tsinghua Abstract University Beijing China) Multilevel PWM rectifier is featured with unity power factor, bidirectional power flow and suitable for high voltage high power applications. Modular multilevel converter (MMC) is a highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications during recent years for its high modularity, transformer-less feature and possibility to be extended to higher levels. This paper presents a five-level PWM rectifier based on a new MMC topology which needs fewer cells than conventional MMC. Voltage oriented control is used to control the bus voltage and input power factor, and voltage balancing control is realized by selecting proper basic cells operating at different modes according to their instantaneous capacitor voltages and the bridge current direction. The proposed method can be used for any number of basic cells in series and any voltage levels. The validity of the proposed method is verified by experimental results with a three-phase five-level PWM rectifier. Keywords:Modular multilevel converter, PWM rectifier, floating capacitor, voltage balancing control 收稿日期改稿日期

2 第 26 卷第 5 期王奎等基于新型模块化多电平变换器的五电平 PWM 整流器 35 1 引言 PWM 整流器具有网侧功率因数可控, 电流谐波小以及能量可双向流动等优点, 在对电能质量要求较高以及需要能量回馈等场合正逐步取代二极管不控整流方式作为逆变器的有源前端 [1] 由于受到器件耐压等级的限制, 在高压大容量的场合需要使用多电平的 PWM 整流器, 通常与同种结构的逆变器采用背靠背的方式相结合, 实现能量回馈和四象限运行 [1-5] 常见的多电平背靠背结构有二极管钳位型三电平变换器, 在轧钢冶金等领域已经得到广泛应用 [1-2] 需要指出的是, 虽然二极管钳位型五电平逆变器不能实现全功率和全功率因数范围内的中点电压平衡, 但如果采用二极管钳位型五电平 PWM 整流器作为有源前端, 却能够很好地控制中点电压平衡 [2], 这也是采用背靠背结构的一个好处 H 桥级联结构也能够实现四象限运行, 但它的整流侧一般不能采用同种结构的 H 桥级联, 每一个 H 桥单元都必须采用独立的 PWM 整流, 使用的器件较多, 而且需要移相隔离变压器作电气隔离如果省掉移相变压器而直接采用背靠背结构, 各直流母线在整流侧和逆变侧可能产生不同方式的互联, 容易导致直流母线电容发生短路 [3] 一个解决的办法就是在整流的 H 桥功率单元直流母线和逆变的 H 桥功率单元直流母线之间增加有隔离变压器的双向高频 DC-DC 变换器 [4] 由于高频变压器的铁心小功率密度大, 使得整个变换器的体积可以缩小但是增加的 DC-DC 环节会使整个变换器的损耗增大, 成本增加, 控制也更加复杂模块化多电平变换器 ( Modular Multilevel Converter,MMC) 是近年来兴起的一种新型无变压器级联型多电平变换器 [6-14], 它秉承了 H 桥级联结构模块化的优点, 通过功率单元的级联实现多电平输出每个功率单元由一个两电平桥臂构成, 且所有电容处于悬浮状态, 可采用单一直流电源供电, 不需要输入变压器而直接高压输入高压输出当采用背靠背结构时可以很容易实现四象限运行而且由于不需要使用高频隔离变压器, 每增加一个电平只需要增加两个单元, 易于扩展到极高的电平, 因此非常适用于轻型直流输电 ( HVDCLight) [12] 在此基础上, 本文对 MMC 结构作了一定的简化和改进, 提出了一种新型的模块化级联多电平变换器拓扑, 通过引入一个中间单元, 使得输出相同电平数的情况下级联的单元数量更少 [7,11] 本文针对新型 MMC 的五电平 PWM 整流器展开研究, 采用电压定向矢量控制实现了 PWM 整流器的电压电流双闭环控制提出了一种电压平衡控制算法, 结合载波层叠 PWM 算法, 实现了所有悬浮电容的电压平衡控制该算法在一台三相五电平 PWM 整流器样机上得到了实验验证 2 电路结构及电压定向矢量控制基于新型 MMC 的五电平 PWM 整流器结构如图 1 所示, 每相桥臂包括 7 个基本单元, 上桥臂和下桥臂共用一个中间单元与传统的 MMC 结构稍有不同的是引入了一个中间单元, 采用和上下桥臂单元相同的两电平结构, 此时输出相同的电平数时每相级联的单元数可减少 1 个 [7,11] 图 1 基于新型 MMC 的五电平 PWM 整流器结构 Fig.1 Circuit of the five-level MMC PWM rectifier 对于该五电平 PWM 整流器, 主要有三个控制目标 : 直流母线电压稳定单位输入功率因数以及悬浮电容电压平衡因此可将整个控制系统分为两部分 : 整流控制单元和 PWM 控制单元整流控制单元采用矢量控制, 根据母线电压和输入电流的反馈控制母线电压稳定和网侧电压电流同相位 PWM 控制单元根据整流控制单元得出的三相电压参考值, 采用载波层叠 PWM 得到各个单元的 PWM 信号并实现悬浮电容电压平衡控制整流控制单元采用电压定向矢量控制实现有功和无功功率的解耦控制首先通过 Park 变换将三

3 36 电工技术学报 2011 年 5 月相静止坐标系中的变量变换至两相同步旋转坐标系中, 并将 d 轴定向至电网电压矢量方向, 在这种定向方式下, PWM 整流器交流侧方程表示为 did L Li Ri E u dt diq L elid Riq uq dt e q d d (1) 式中,u d 和 u q 分别为整流器输出的 d q 轴电压 ; i d 和 i q 为网侧 d q 轴电流 ;E 表示电网电压矢量长度, 它等于电网相电压的幅值 ; e 为电网角频率 ; L 和 R 分别为网侧的输入电感和电阻同样可得到 PWM 整流器从电网吸收的瞬时有功和无功功率分别为 3 P Ei 2 3 Q Ei 2 d q (2) 由式 (2) 可知, 瞬时有功功率和无功功率分别与 i d 和 i q 成正比, 因此只要控制 i d 稳定和 i q 为 0, 就能够实现母线电压稳定和单位输入功率因数根据式 (1) 和式 (2),PWM 整流器的控制可以采取电压和电流分别闭环的双闭环控制策略, 其控制系统框图如图 2 所示外环是直流母线电压环, 通过对直流母线电压误差的 PI 控制, 得到有功电流 (d 轴电流 ) 给定值, 而无功电流 ( q 轴电流 ) 给定值设为 0 内环是电流环, 通过 PI 调节器控制 d q 轴电流分别跟踪其给定值, 实现母线电压稳定和单位功率因数控制 3 PWM 调制策略和悬浮电容电压平衡控制新型 MMC 拓扑的基本单元结构如图 3 所示设悬浮电容电压给定值为 V C, 每个单元输出电压为 u o 定义所有单元的开关函数为上管导通下管关断时 s=1, 下管导通上管关断时 s=0 对于上桥臂单元,s=1 时悬浮电容旁路, s=0 时悬浮电容接入桥臂,u o =(1 s)v C 对于下桥臂单元, s=0 时悬浮电容旁路, s=1 时悬浮电容接入桥臂, u o =sv C 中间单元电容则始终串联在桥臂中, u o =V C 因此, 为保证母线电压保持在 V dc =4V C 不发生跳变, 上桥臂和下桥臂接入的悬浮电容个数之和应始终保持为 3 个也就是说, 上桥臂开关函数为 1 和 0 的基本单元个数与下桥臂完全相同图 3 上下桥臂基本单元以及中间单元结构 Fig.3 Basic cells of the new MMC topology 由于连接方式的不同, 上下桥臂基本单元和中间单元悬浮电容的充放电状态由电流方向和开关状态决定以 i s >0 为例, 不同开关状态下各个基本单元的充放电状态见表 1 i s <0 时各单元不同工作状态的充放电状态可以类推得到表 1 i s >0 时各单元不同开关状态的充放电状态 Tab.1 Charging states under different switching states 基本单元类型 s=0 s=1 中间单元放电充电上桥臂单元放电旁路下桥臂单元旁路充电图 2 PWM 整流器双闭环控制系统框图 Fig.2 Closed loop control diagram of PWM rectifier 多电平变换器的 PWM 算法有载波层叠载波移相以及空间矢量 PWM 等空间矢量 PWM 在电平数增加时基本矢量和冗余开关状态的选择变得极其复杂 [12-14], 不易扩展到更高电平而载波移相 PWM 在控制电容电压平衡时需要根据每个单元的电压大小由独立的 PI 调节器生成不同的参考波 [6,9], 控制器的设计和 PWM 信号的生成都比较复杂, 同样不适合很高的电平数本文采用的是载波层叠 PWM 方法, 每相桥臂只需要一路独立的 PWM 信号即可, 可适用于任意单元级联和任意电平数 [7,11] 载波层叠 PWM 在每个 PWM 控制周期内, 每

4 第 26 卷第 5 期王奎等基于新型模块化多电平变换器的五电平 PWM 整流器 37 个基本单元有三种可能的工作模式 : s = 1 模式 ( 上管一直导通 ) s = 0 模式 ( 下管一直导通 ) 和 PWM 模式在 PWM 模式中上管以一定的占空比导通, 其开通时间由参考电压与三角载波比较得到悬浮电容的电压平衡控制由 PWM 控制单元实现首先将整流控制单元得到的三相参考电压分别与三角波相比较, 得到每一相的 PWM 信号和层级信号然后将上下桥臂悬浮电容电压分别排序, 由于上下桥臂内部单元互相独立, 不同单元之间工作模式可以互换, 而不同工作模式和电流方向对悬浮电容的充放电有不同的效果因此通过合理分配所有单元的工作模式, 使得电压较高的单元放电, 电压较低的单元充电, 就可以实现所有单元电容电压的动态平衡以五电平桥臂为例, 假设悬浮电容电压给定值为 100V,i s >0, 要求输出的相电压为 2V C <u o < 3V C, 此时层级信号为 2, 有两个单元工作在 s=1 模式 1 个单元工作在 PWM 模式 1 个单元工作在 s=0 模式假定测得的各个单元电压及从低到高排序见表 2 由于中间单元电压低于给定值, 故选择中间单元工作在 s=1 模式使其充电将上下桥臂单元电压按照从低到高分别排序, 上桥臂单元 1 电压最低, 使其工作在 s=1 模式旁路, 单元 2 电压最高, 使其工作在 s=0 模式放电, 电压居中的单元 3 工作在 PWM 模式处于半放电状态下桥臂单元 6 电压最低, 使其工作在 s=1 模式充电, 单元 5 电压最高, 使其工作在 s=0 模式旁路, 电压居中的单元 7 工作在 PWM 模式处于半充电状态通过这种方法分配工作模式就能实现各个单元之间的电压动态平衡表 2 五电平桥臂各单元电容电压以及工作模式选择 Tab.2 Operating mode decision based on capacitor voltage 编号电压 /V 排序工作模式 s=1 上桥臂 s= PWM 中间单元 4 97 s= s=0 下桥臂 s= PWM 4 实验结果为了对本文提出的控制算法进行实验验证, 设计了一台三相五电平的实验样机, 该样机以 TI 公司的电机控制专用浮点 DSP 芯片 TMS320F28335 为控制器核心, PWM 信号扩展采用一片 FPGA 实现功率器件采用 IGBT 实验的各项参数见表 3 表 3 PWM 整流实验参数 Tab.3 Parameters for PWM rectifier experiment 实验参数数值母线电压给定值 U dc /V 100 悬浮电容电压给定值 u C,ref /V 25 输入线电压有效值 U l /V 40 输出线电流有效值 I l /A 3 载波频率 f s /khz 10 悬浮电容容量 C/ F 1000 桥臂串联电感 L/mH 1 负载电阻 R/ 50 图 4 给出了母线电压和网侧电压电流波形, 母线电压稳定在 100V 左右, 电流波形正弦度也很高图 5 为 DSP 内部读出的相电压和三相电流波形, 可以看出相电压和电流同时过零点, 功率因数为 1 图 6 给出了 a 相 7 个悬浮电容的电压波动情况, 电容电压基本保持平衡, 波动峰峰值为 3V 左右图 4 母线电压网侧电压和电流波形 Fig.4 DC bus voltage, AC-side voltage and current

5 38 电工技术学报 2011 年 5 月 5 结论图 5 功率因数为 1 的验证 Fig.5 Unity power factor verification 图 6 悬浮电容电压波形 Fig.6 Floating capacitor voltages 图 7 为突加突减负载时母线电压和输入电流波形负载电阻从 50 减小到 25 时, 电流峰值从 2A 增大到 4A 左右, 而母线电压仅有很小的跳变并很快达到稳定, 可见该系统具有很好的动态性能图 7 突加突减负载时母线电压和输入电流波形 Fig.7 Bus voltage under transient condition 多电平 PWM 整流器在高压大容量场合有着广泛的应用前景本文研究了一种基于新型 MMC 的五电平 PWM 整流器, 整流控制单元采用电压定向矢量控制实现了母线电压稳定和单位输入功率因数运行,PWM 控制单元采用载波层叠 PWM 与电压平衡控制算法相结合的方式实现了所有悬浮电容的电压平衡控制整个控制系统可适用于任意单元级联和任意电平数, 具有很好的通用性和扩展性参考文献 [1] Rodriguez J R, Dixon J W, Espinoza J R, et al. PWM regenerative rectifiers: state of the art[j]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2005, 52(1): [2] Hatti N, Kondo Y, Akagi H. Five-level diodeclamped PWM converters connected back-to-back for motor drives[j]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2008, 44(4): [3] Cecati C, et al. Design of H-bridge multilevel active rectifier for traction systems[j]. IEEE Transactions on Industrial Applications, 2003, 39(5): [4] Akagi H, Inoue S. Medium-voltage power conversion systems in the next generation[c]. Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC'06), 2006: [5] Iman Eini H, Schanen J L, Farhangi S, et al. A modular strategy for control and voltage balancing of cascaded H-bridge rectifiers[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(5): [6] Hagiwara M, Nishimura K, Akagi H. A mediumvoltage motor drive with a modular multilevel PWM inverter[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(7): [7] Wang Kui, Li Yongdong, Zheng Zedong. Voltage balancing control and experiments of a novel modular multilevel converter [C]. IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2010: [8] Rohner S, Bernet S, Hiller M, et al. Modelling, simulation and analysis of a modular multilevel converter for medium voltage applications[c]. IEEE International Conference on Industrial Technology

6 第 26 卷第 5 期王奎等基于新型模块化多电平变换器的五电平 PWM 整流器 39 (ICIT), 2010: [9] Hagiwara M, Akagi H. Control and experiment of pulsewidth-modulated modular multilevel converters[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(7): [10] Rohner S, Bernet S, Hiller M, et al. Pulse width modulation scheme for the modular multilevel converter[c]. European Conference on Power Electronics and Applications (EPE), 2009: [11] Wang Kui, Li Yongdong, Zheng Zedong. A new transformerless cascaded multilevel converter topology[c]. IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2009: [12] Allebrod S, Hamerski R, Marquardt R. New transformerless, scalable odular multilevel converters for HVDC-transmission[C]. Power Electronics Specialist Conference, 2008: [13] Glinka M, Marquardt R. A new AC/AC multilevel converter family[j]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2005, 52(3): [14] Lesnicar A, Marquardt R. A new modular voltage source inverter topology[c]. European Conference on Power Electronics and Applications (EPE), 作者简介 : 王奎男,1984 年生, 博士研究生, 研究方向为多电平变换器拓扑及其控制郑泽东男,1980 年生, 助理研究员, 研究方向为高压大容量多电平变换器高精度电机控制以及电网储能技术等

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of 26 2 2009 2 Control Theory & Applications Vol. 26 No. 2 Feb. 2009 : 1000 8152(2009)02 0203 06 Buck-Boost 1,2, 3, 2, 4, 1 (1., 411201; 2., 410083; 3., 411105; 4., 410004) :, Buck-Boost,.,,. :,,,, : Buck-Boost