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1 2013 年 4 月电工技术学报 Vol.28 No. 4 第 28 卷第 4 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Apr 复合 Buck 三电平直流变换器拓扑合成及其极低电压增益运行控制张云 1 王议锋 1 邵虹君 1 孙建涛 2 (1. 天津大学电气与自动化工程学院天津中国电力科学研究院北京 ) 摘要针对舰船直流区域配电系统的大比例降压需求, 基于传统的单相二极管钳位型三电平逆变器拓扑, 推导出两种准 Buck 三电平直流变换器以两种准 Buck 三电平拓扑的输入端并联输出端串联的合成方式, 提出一种复合 Buck 三电平直流变换器采用双调制波 PWM 控制方法, 实现变换器无需变压器或耦合电感的极低电压增益运行, 同时避免功率开关的极端占空比状态根据电压增益和占空比所允许的范围, 构建双调制度的约束函数, 实现变换器功率开关的非极端占空比与电感电流波动幅度的协调控制最后, 通过两组典型的实验, 表明了所提拓扑和控制方法的可行性和有效性关键词 : 舰船直流区域配电复合 Buck 三电平直流变换器极低电压增益非极端占空比电感电流波动幅度中图分类号 : TM463 Topology Synthesis of Hybrid Buck Three-Level Converter and Its Operation Control with Extreme Low Voltage-Gain Zhang Yun 1 Wang Yifeng 1 Shao Hongjun 1 Sun Jiantao 2 (1. School of Electrical Engineering and Automation Tianjin University Tianjin Abstract China 2. China Electric Power Research Institute Beijing China) In order to satisfy the high step-down conversion demand of the DC zonal electric distribution system on the ship, two quasi Buck three-level DC-DC converters are deduced based on the traditional single-phase diode-clamped three-level inverter. Then a novel hybrid Buck three-level converter is synthesized by the mode of the input sides in parallel output sides in series of the two quasi converters. The double-wave PWM control method is adopted, and it can not only operate with transformerless extreme low voltage-gain, but also avoid extreme duty cycles of the power switches. The restricted functions of the double-wave indexes are established by means of the given ranges of the voltage gains and duty cycles, then the harmonic control method for the non-extreme duty cycles and the fluctuating amplitude of the inductor current can be obtained. Finally, the feasibility and validity of the proposed topology and control method are verified by two groups of typical experiments. Keywords:DC zonal electric distribution on ships, hybrid Buck three-level DC-DC converter, extreme low voltage-gain, non-extreme duty cycles, fluctuating amplitude of inductor current 国家自然科学基金 ( ) 和教育部博士点基金 ( ) 资助项目收稿日期改稿日期

120 电工技术学报 2013 年 4 月 1 引言在舰船综合电力系统中, 将舰船发电与电力推进舰载设备用电进行集成, 实现统一调度和集中控制, 并以高压直流母线作为电能的主要传输和分配形式, 构成直流区域配电系统 ( DC Zonal Electric Distribution System, DC-ZEDS) [1-5] 对于舰载的某些重要直流负载, 需要将 850~ 1 250V

Song 等针对舰船直流区域配电系统, 提出一种宽范围输入的三电平直流变换器 [7], 该拓扑的高压侧为二极管飞跨电容混合钳位的三电平半桥结构, 采用带变压器的高低压两级变换方式, 低压侧为二极管整流结构利用变压器的漏感获得半桥内侧功率开关的零电压软开关但该三电平半桥的主功率开关与变压器之间存在的环流, 只能通过增大变压器的电压比来减小美国的 R. M.

2 120 电工技术学报 2013 年 4 月 1 引言在舰船综合电力系统中, 将舰船发电与电力推进舰载设备用电进行集成, 实现统一调度和集中控制, 并以高压直流母线作为电能的主要传输和分配形式, 构成直流区域配电系统 ( DC Zonal Electric Distribution System, DC-ZEDS) [1-5] 对于舰载的某些重要直流负载, 需要将 850~ 1 250V 的高压直流母线电压降压为额定 68V 直流电压为其供电 [6] 韩国研究者 B. Song 等针对舰船直流区域配电系统, 提出一种宽范围输入的三电平直流变换器 [7], 该拓扑的高压侧为二极管飞跨电容混合钳位的三电平半桥结构, 采用带变压器的高低压两级变换方式, 低压侧为二极管整流结构利用变压器的漏感获得半桥内侧功率开关的零电压软开关但该三电平半桥的主功率开关与变压器之间存在的环流, 只能通过增大变压器的电压比来减小美国的 R. M. Cuzner 等研究者为了减小舰船直流区域配电系统中功率变换器的重量和体积, 提出一种非隔离型三电平 Buck 变换器 [8] 该拓扑由两个三电平半桥并联而成, 每个三电平半桥又由两个两电平 Buck 变换器串联而成每个两电平 Buck 变换器的功率开关承受直流母线电压一半的电压应力, 通过四个两电平 Buck 变换器的混联, 能够实现极低电压增益输出但是四个两电平 Buck 变换器需要各自独立的滤波电感, 不利于变换器的封装集成传统的 Buck 三电平直流变换器滤波结构简单, 采用中点钳位结构, 对串联的功率开关进行电压钳位, 虽然功率开关的电压应力能降低一半 [9], 但对于极低电压增益要求场合, 其功率开关将处于极端占空比状态, 限制其大比例降压的应用本文从拓扑合成的角度, 构建一种新型的复合 Buck 三电平直流变换器, 无需变压器或耦合电感, 实现变换器的极低电压增益运行同时, 可根据所选用的功率开关占空比允许范围, 协调控制电感电流的波动幅度最后, 通过两组典型的实验, 验证了所提拓扑的极低电压增益运行及其功率开关占空比和电感电流波动幅度的协调控制的有效性 2 拓扑合成分析图 1a 为单相二极管钳位型三电平逆变器, 对相应功率开关的电流流动方向进行约束, 由该逆变器已推导出两种经典的 Buck Boost 三电平直流变换器 [10], 如图 1b 1c 所示同样以相应功率开关的电流流动方向进行约束, 可以推导出图 2 所示的另外两种 Buck 三电平直流变换器但事实上, 变换器 Ⅰ 的串联电容 C 11 和变换器 Ⅱ 的串联电容 C 22 并不能直接为负载供电, 存在电容电压不平衡的现象, 因此这两种准 Buck 三电平直流变换器并不能单独应用图 1 单相二极管钳位型三电平逆变器及其推导出的两种经典三电平直流变换器 Fig.1 Singl-phase diode-clamped three-level inverter and two deduced classical three-level DC-DC converters 图 2 推导出的另外两种准 Buck 三电平直流变换器 Fig.2 Another two deduced quasi Buck three-level DC- DC converters 根据图 2 的两种准 Buck 三电平直流变换器拓扑, 其输入侧结构完全相同, 上下桥臂和输出端是一种 X 型对称结构因此, 根据图 2 中两种准 Buck 三电平直流变换器拓扑结构的 X 型对称性, 可以将这两种拓扑合成为输入端并联输出端串联的新型拓扑, 以提高变换器的电压和功率变换等级, 其合成过程 Ⅰ 如图 3 所示, 并假设理想情况下两个变换器对应的元器件和参数均相同先将变换器 Ⅰ 和变换器 Ⅱ 的输入端直接并联,

第 28 卷第 4 期张云等复合 Buck 三电平直流变换器拓扑合成及其极低电压增益运行控制 121 由于图 2 中两种准 Buck 三电平直流变换器的输入侧结构 ( 输入电源分压电容 ) 一致, 因此两个变换器的独立输入端可简化为同一个输入端, 即两个准 Buck 三电平直流变换器的桥臂共享串联分压电容及其中点然后, 将变换器 Ⅰ 的输出负端断开 ( 断路 Ⅰ), 同时将变换器 Ⅱ

3 复合 Buck 三电平直流变换器的合成过程 Ⅰ Synthesis Process Ⅰ of hybrid Buck three-level DC-DC converter 图 4 为复合 Buck 三电平直流变换器的合成过程 Ⅱ, 变换器 Ⅰ 变换器 Ⅱ 的输入侧并联后, 图 3 中的两个独立输入直流电源 V in1 V in2 以及串联分压电容 C 11 C 12 和 C 21 C 22

f1 C f2 等效为 C f ; 负载 R 1 R 2 等效为 R 因此, 由图 3 图 4 的等效合成过程, 推导出复合 Buck 三电平直流变换器, 如图 5 所示图 5 复合 Buck 三电平直流变换器 Fig.

3 第 28 卷第 4 期张云等复合 Buck 三电平直流变换器拓扑合成及其极低电压增益运行控制 121 由于图 2 中两种准 Buck 三电平直流变换器的输入侧结构 ( 输入电源分压电容 ) 一致, 因此两个变换器的独立输入端可简化为同一个输入端, 即两个准 Buck 三电平直流变换器的桥臂共享串联分压电容及其中点然后, 将变换器 Ⅰ 的输出负端断开 ( 断路 Ⅰ), 同时将变换器 Ⅱ 的输出正端也断开 ( 断路 Ⅱ), 进而将变换器 Ⅰ 的输出负端 g 1 和变换器 Ⅱ 的输出正端 p 2 短接, 构成两个变换器输出端的串联图 4 复合 Buck 三电平直流变换器合成过程 Ⅱ Fig.4 Synthesis Process Ⅱ of hybrid Buck three-level DC-DC converter 图 3 Fig.3 复合 Buck 三电平直流变换器的合成过程 Ⅰ Synthesis Process Ⅰ of hybrid Buck three-level DC-DC converter 图 4 为复合 Buck 三电平直流变换器的合成过程 Ⅱ, 变换器 Ⅰ 变换器 Ⅱ 的输入侧并联后, 图 3 中的两个独立输入直流电源 V in1 V in2 以及串联分压电容 C 11 C 12 和 C 21 C 22 分别等效为图 4 中的输入直流电源 V in 和串联分压电容 C 1 C 2 ; 图 3 中的中点 n 1 n 2 合成为图 4 中的中点 n 进一步将图 3 中的串联输出端进行等效合成, 当 C f1 =C f2 R 1 =R 2 时, 串联输出端的电路 ( 1) 等效合成为电路 (2), 如图 4 所示, 而两个变换器的独立电感 L f1 L f2 可等效合成为 L f ; 滤波电容 C f1 C f2 等效为 C f ; 负载 R 1 R 2 等效为 R 因此, 由图 3 图 4 的等效合成过程, 推导出复合 Buck 三电平直流变换器, 如图 5 所示图 5 复合 Buck 三电平直流变换器 Fig.5 Hybrid Buck three-level DC-DC converter 图 5 的复合 Buck 三电平直流变换器由半桥 Ⅰ 和半桥 Ⅱ 构成半桥 Ⅰ 的输出端 a 对输入电源地 g 的电压为 V ag, 半桥 Ⅱ 的输出电压为 V bg, 则复合变换器的输出端 ab 间的脉冲电压为 V = V V ab ag bg (1) V ab 经过滤波电感和滤波电容, 得到直流输出电压 V o, 为负载 R 供电 3 拓扑的极低电压增益运行机理根据图 5 可得, 通过控制复合变换器输出的脉冲电压 V ab, 经过滤波电感和电容后, 便可控制直流输出电压 V o 由式(1) 得, 通过控制半桥 Ⅰ 半桥 Ⅱ 输出较宽的脉冲电压 V ag V bg, 就可以得到极窄的脉冲电压 V ab 而 V ag V bg 的输出是通过控制各个半桥的功率开关的通断来实现的, 并且同时需

4 122 电工技术学报 2013 年 4 月要平衡串联分压电容 C 1 C 2 的电压表 1 为复合变换器输出脉冲电压 V ab 对应的各功率器件状态表 1 变换器输出脉冲电压 V ab 对应的各功率器件状态 Tab.1 Corresponding states of every component for the converter s output pulse voltage V ab V ab Q 1 Q 2 Q 3 Q 4 C 1 C 2 L V in 保持保持储能 V in / 放电充电储能 V in / 充电放电储能保持保持释能保持保持释能保持保持释能拓扑运行主要波形如图 6 所示图 6a 为复合变换器的双调制原理图, 图 6b~6e 为功率开关 Q 1 ~Q 4 的 PWM 驱动波形 ; 图 6f~6h 为复合变换器半桥输出三电平脉冲电压 V ag V bg 和复合变换器输出脉冲电压 V ab ; 图 6i~6l 为复合变换器电感电流 i L 直流输入侧串联电容的充放电波形和中点电流 i n 波形由图 6a 中调制波载波的对称性, 可得图 6c 6d 中的时间 t 1 =t 2 =t 3 =t 4 由表 1 得, 功率开关 Q 1 ~Q 4 的开关状态为 1110 时, 串联分压电容 C 1 处于放电状态, 放电时间为 ( t 1 +t 2 ),i n 以电感电流大小流入中点 n; 当 Q 1 ~Q 4 =0111 时, 串联分压电容 C 2 处于放电状态, 放电时间为 ( t 3 +t 4 ), i n 以电感图 6 拓扑运行主要波形 Fig.6 Main waveforms of the topology operation 电流大小流出中点 n; 其他开关状态时, C 1 C 2 均处于保持状态, i n 为零因此, 在同一负载电流下, 每个载波周期内, C 1 C 2 充放电时间相等 [11] 考虑电容参数和功率开关特性有差异性, 在每个载波周期内根据 C 2 电压与 V in /2 的差, 补偿功率开关 Q 1 Q 2 的占空比, 进而有效控制 C 2 的放电时间, 实现输入侧串联电容电压的动态平衡 [12] 在电感电流连续情况下, 电感储存的能量 W st 与其释放的能量 W tr 相等

5 第 28 卷第 4 期张云等复合 Buck 三电平直流变换器拓扑合成及其极低电压增益运行控制 123 Wst ( Vin / 2 Vo ) IL 2 ( T toff1 toff3) Wtr Vo IL T 2 ( T toff1 toff3) (2) Wst Wtr 式中,I L 为电感电流平均值 ; t off1 t off3 分别为功率开关 Q 1 Q 3 的关断时间, 如图 6b 6d 所示 ;T 为载波周期由图 6a 波形的几何对称性得 t t off1 off2 = t = t off4 off3 (3) 式中,t off2 t off4 分别为功率开关 Q 2 Q 4 的关断时间, 如图 6c 6e 所示由式 (3) 和图 6a 得 T t d d m T T toff2 d2 = d3= ma T off1 1= 4 = 1 b (4) 式中,d 1 ~d 4 为 Q 1 ~Q 4 的占空比 ; m a m b 分别为双调制波的调制度, 且 0<m b <m a <1 由式 (2) 和式 (4) 可得复合变换器输入输出直流电压关系为 V V ( m m )= V ( d d 1) o in a b in 1 2 由式 (5) 得复合变换器的降压比 M 为 Vo M ma mb = d1 d2 1 V in (5) (6) 因此, 由式 ( 6) 可得, 通过有效控制 m a 与 m b 的差值, 可以实现复合变换器的极低电压增益运行而对于已知的极低电压增益 M,(m a m b ) 有无穷多组解, 结合式 ( 4), 既可以避免功率开关的极端占空比, 又能实现复合变换器的极低电压增益运行 4 非极端占空比与电感电流波动幅度的协调控制根据式 (4) 式(6), 要满足要求的极低电压增益 M, 可以同时调节 m a 与 m b 各自的大小, 但同时又会影响到功率开关占空比的大小, 即影响到功率开关的关断时间的长短由图 6c 6d 6h 和 6i 可得, 功率开关 Q 2 Q 3 的关断时间 t off2 t off3 为式中,t off2 t off3 均为电感释放能量的时间在电感电流连续的情况下, 该时间越长, 电感电流波动幅度越大 ; 但该时间越短, 功率开关的占空比将越大, 甚至处于极端占空比状态因此, 可以在已知所选功率开关允许的最大占空比的条件下, 协调控制 m a 与 m b 各自的大小, 进而有效缩短电感释放能量的时间, 从而减小电感电流波动幅度基于上述思想, 由 0.02<M<0.2,0<m b < 0.5<m a <1 或 0.5<m b <m a <1 这三个条件, 根据已知所用功率开关允许的最大占空比, 可以构建电压增益 M 关于双调制度 m a m b 的约束函数, 从而协调控制功率开关的非极端占空比和电感电流波动幅度 (1) 当 0.02<M<0.2,0<m b <0.5<m a <1 时, 功率开关占空比可比较靠近 0.5 由 M=m a m b, 可构建调制度 m a m b 关于电压增益 M 和协调控制系数 k 1 的约束函数 ma = M + k1m (8) mb = M + k1m 式中,0.5<k 1 <0.5 由式 (4) 式(8) 得 d1= d4 =0.5+(0.5 k1 ) M (9) d2 = d3=0.5+(0.5+ k1 ) M 由式 (9) 看出, 当电压增益 M 功率开关允许的最大占空比 d 已知时, 可以得到协调控制系数 k 1, 从而最大限度地缩短电感释放能量的时间而减小电感电流波动幅度如确定最大降压比 M max =0.2 功率开关允许的最大占空比 d max =0.65 时, 由式 ( 9) 得协调控制系数 k 1 =0.25, 此时降压比 M [0.02, 0.2] 关于占空比 d 的曲线如图 7 所示此时在复合变换器参数不变的情况下, 电感释放能量的时间关于电压增益的曲线如图 8 所示因此, 当满足条件的协调控制系数 k 1 =0.25 时, 功率开关 Q 1 (Q 4 ) Q 2 (Q 3 ) 的占空比分别被控制在 d [0.505, 0.55] 和 d [0.515, 0.65], 电感电流的波动幅度取决于图 8 中电压增益对应的电感释放能量的时间 t = t =(1 d ) T (1 d ) T off2 off3 2 3 (7)

6 124 电工技术学报 2013 年 4 月量的时间图 7 电压增益关于占空比的曲线 ( k 1 =0.25) Fig.7 Voltage-gain versus duty cycles curves (k 1 =0.25) 图 9 电压增益关于占空比的曲线 ( k 2 =0.75) Fig.9 Voltage-gain versus duty cycles curves (k 2 =0.75) 图 8 电感释放能量时间关于电压增益的曲线 (k 1 =0.25) Fig.8 Turn-off time of inductor transferring versus voltage-gain curve (k 1 =0.25) (2) 当 0.02<M<0.2,0.5<m b <m a <1 时, 功率开关的占空比可较为远离 0.5 由 M=m a m b, 可构建调制度 m a m b 关于电压增益 M 和协调控制系数 k 2 的约束函数 ma = k2 +0.5M (10) mb = k2 0.5M 式中,0.6<k 2 <0.9 由式 (4) 式(10) 得 d1= d4 =1 k2 +0.5M (11) d2 = d3= k2 +0.5M 如确定最大降压比 M max =0.2 功率开关最大占空比 d max =0.85 时, 由式 ( 11) 得协调控制系数 k 2 =0.75, 此时电压增益 M [0.02, 0.2] 关于占空比 d 的曲线如图 9 所示此时在复合变换器参数不变的情况下, 电感释放能量的时间关于电压增益的曲线如图 10 所示因此, 当满足条件的协调控制系数 k 2 =0.75 时, 功率开关 Q 1 (Q 4 ) Q 2 (Q 3 ) 的占空比分别被控制在 d [0.26, 0.35] 和 d [0.76, 0.85], 电感电流的波动幅度取决于图 10 中电压增益对应的电感释放能图 10 电感释放能量时间关于电压增益的曲线 (k 2 =0.75) Fig.10 Turn-off time of inductor transferring versus voltage-gain curve (k 2 =0.75) 5 实验结果实验室构建复合 Buck 三电平直流变换器样机, 实验参数如表 2 所示对协调控制系数 k 1 =0.25 和 k 2 =0.75 分别进行两组电压闭环实验表 2 实验样机参数 Tab.2 Parameters of prototype 器件与参数数值额定功率 P n /kw 1 输入直流电压 V in /V 500 参考指令电压 V ref /V 68 串联分压电容 ( C f1 =C f2 )/F 储能电感 L f /H 317 开关频率 f c /khz 11.6 负载电阻 R L / 4~10 功率开关 Q 1 ~Q 4 FGA30N60(600V, 30A) 二极管 VD 1 ~VD 4, VD c1 ~VD c4 MUR3060(600V, 30A) 图 11 是复合 Buck 三电平直流变换器实验波形图 11a~11c 为协调控制系数 k 1 =0.25 时复合变换器

7 第 28 卷第 4 期张云等复合 Buck 三电平直流变换器拓扑合成及其极低电压增益运行控制 125 输出电压波形功率开关 Q 1 Q 2 关断时电压应力为输入直流电压的一半 ( 串联电容电压 ), 其占空比分别为 54% 和 63%( 而不是 68/500=13.6%), 均较靠近 50%, 如图 11a 所示, 同时也说明串联电容电压平衡 ; 图 11b 为变换器输出三电平电压和电感电流, 每个半桥输出的三电平脉冲电压 V ag V bg 之差为变换器输出的三电平脉冲电压 V ab, 电感电流在 10.2~19.3A 波动当负载电阻由 9.2 阶跃到 4.6 时, 变换器输出直流电压 V o 经过约 5ms 的调整时间后仍稳定在 68V, 电感电流波动幅度由原来的 2.9~11.9A, 经 5ms 的调整时间后, 在 10.2~19.3A 之间波动, 如图 11c 所示图 11d~11f 为协调控制系数 k 2 =0.75 时复合变换器输出电压波形, 分别与图 11a~11c 相对应图 11d 中, 功率开关 Q 1 Q 2 关断时电压应力也为输入直流电压的一半 ( 串联电容电压 ), 但其占空比分别为 33% 和 84%, 较图 11a 中的远离 50%; 图 11e 中每个半桥输出的三电平脉冲电压差 V ab 为两电平脉冲电压 ( 但幅值为输入直流电压的一半 ), 电感电流在 12.7~16.8A 之间波动, 较图 11b 中的幅度大约要小一半 ; 图 11f 为负载电阻由 9.2 阶跃到 4.6 时的直流输出电压性能, 与图 11c 基本一致, 电感电流波动幅度由 5.3~9.4A 经 5ms 的调整时间后, 在 12.7~16.8A 之间波动图 11 复合 Buck 三电平直流变换器实验波形 Fig.11 Experimental waveforms of hybrid Buck three-level DC-DC converter 6 结论基于单相二极管钳位型三电平逆变器, 本文从拓扑合成的角度, 提出一种新型的复合 Buck 三电平直流变换器, 无需降压变压器或耦合电感, 在实现极低电压增益运行的同时, 也避免了功率开关的极端占空比状态根据所要求的电压增益和占空比范围, 可构建双调制度的约束函数, 协调控制功率开关的非极端占空比与电感电流波动幅度, 该变换器适用于舰船的直流区域配电系统参考文献 [1] 马伟明. 舰船动力发展的方向综合电力系统 [J]. 海军工程大学学报, 2002, 14(6): 1-5, 9. Ma Weiming. Integrated power systems trend of ship power development[j]. Journal of Naval University Engineering, 2002, 14(6): 1-5, 9. [2] 马伟明. 电力电子在舰船电力系统中的典型应用 [J]. 电工技术学报, 2011, 26(5): 1-7. Ma Weiming. Typical applications of power electronics in naval ship power systems[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(5): 1-7. [3] Ciezki J, Ashton R. Selection and stability issues associated with a navy shipboard DC zonal electric distribution system[j]. IEEE Transactions on Power Delivery, 2000, 15(2): [4] Certuche Alzate J, Vélez Reyes M. A reconfiguration algorithm for a DC zonal electric distribution system based on graph theory methods[c]. Electric Ship Technologies Symposium, 2009: [5] Su C,Yeh C. Probabilistic security analysis of shipboard DC zonal electrical distribution systems[c]. Power and Energy Society General Meeting, 2008: 1-7. [6] Elshaer M, Mohamed A, Mohammed O. Integration of sustainable energy sources into DC zonal electric distribution systems[c]. Power and Energy Society General Meeting, 2011: 1-7. [7] Song B, McDowell R, Bushnell A, et al. A three-level

8 126 电工技术学报 2013 年 4 月 DC-DC converter with wide-input voltage operations for ship-electric-power-distribution systems[j]. IEEE Transactions on Plasma Science, 2004, 32(5): [8] Cuzner R, Bendre A, Widmann J, et al. Considerations when diode auctioneering multiple DC buses in a non-isolated DC distribution system[c]. Electric Ship Technologies Symposium, 2011: [9] 阮新波, 李斌, 陈乾宏. 一种适用于高压大功率变换器的三电平直流变换器 [J]. 中国电机工程学报, 2003, 23(5): Ruan Xinbo, Li Bin, Chen Qianhong. A new approach for high voltage and high power three-level DC-DC conversion[j]. Proceedings of the CSEE, 2003, 23(5): [10] Wu Hongyang,He Xiangning. Single phase threelevel power factor correction circuit with passive lossless snubber[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2002, 17(6): [11] 张云, 孙力, 吴凤江, 等. 电容箝位型非对称 H 桥五电平逆变器正弦脉宽调制控制 [J]. 中国电机工程学报, 2009, 29(21): Zhang Yun, Sun Li,Wu Fengjiang, et al. SPWM control of capacitor-clamped five level inverter comprised of asymmetric H bridge[j]. Proceedings of the CSEE, 2009, 29(21): [12] 阮新波, 危健, 薛雅丽. 非隔离三电平变换器中分压电容均压的一种方法 [J]. 中国电机工程学报, 2003, 23(10): Ruan Xinbo, Wei Jian, Xue Yali. A method to balance the voltage of the divided capacitors in non-isolated three-level converters[j]. Proceedings of the CSEE, 2003, 23(10): 作者简介 : 张云男,1980 年生, 博士研究生, 讲师, 研究方向为电力电子功率变换系统及其控制电机驱动控制和分布式发电系统王议锋男,1981 年生, 博士研究生, 讲师, 主要研究方向为大功率照明电子技术低电压大电流功率变换器及软开关技术

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of 26 2 2009 2 Control Theory & Applications Vol. 26 No. 2 Feb. 2009 : 1000 8152(2009)02 0203 06 Buck-Boost 1,2, 3, 2, 4, 1 (1., 411201; 2., 410083; 3., 411105; 4., 410004) :, Buck-Boost,.,,. :,,,, : Buck-Boost