PWM逆变器双环控制技术研究

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1 PWM 逆变器双环控制技术研究 Reearch on dual-loop control technology for PWM Inverter 何俊, 彭力, 康勇 HE Jun,PENG L,KANG Yong ( 华中科技大学电气与电子工程学院, 湖北, 武汉 ,pretenderhj@63.com) (Department of Electrcal and Electronc Engneerng, Huazhong Unverty of Scence and Technology, Wuhan ,Chna) 摘要 : 分析比较了单相 PWM 逆变器电感电流内环电压外环和电容电流内环电压外环两种双环控制方式, 重点研究了电容电流内环电压外环双环控制依据电流内环所采用调节器的不同, 分别讨论了电流内环采用 P 调节器电压外环为 PI 调节器和电流内环电压外环均为 PI 调节器两种双环控制方式采用极点配置的方法设计控制器参数, 仿真和实验结果表明以上两种双环控制方式均能达到较好的动静态特性 Abtract:The voltage and current dual loop control ytem dvded nto nductor current feedback and capactor current feedback. Both of them are analyed and compared n the paper. Dependng on the dfference of controller for the current loop, the dual loop control clafed nto two method: current loop ung P controller wth voltage loop ung PI controller and both current loop and voltage loop ung PI controller. Controller parameter are degned baed on pole agnment technque. Smulnk and experment reult demontrated that both of two cheme could acheve good dynamc and tatc performance. 关键词 :PWM 逆变器双环控制极点配置 Key word: PWM nverter, dual-loop control, pole agnment 引言瞬时控制方案可以在运行过程中实时地调控输出电压波形, 使得供电质量大大提高文献研究表明电压外环电流内环的双环控制方案是高性能逆变电源波形控制的发展方向 [-3] 之一, 双环控制方案的电流内环扩大逆变器控制系统的带宽, 使得逆变器动态响应加快, 输出电压的谐波含量减小, 非线性负载适应能力加强目前, 这种基于电流内环的电压源逆变器波形控制技术越来越得到广泛的应用 PWM 逆变器双环控制方案分为电感电流内环电压外环和电容电流内环电压外环两种, 由于电感电流内环对负载扰动的抑制作用较差, 尤其是在非线性负载时输出波形很不理想, 所以本文采用电容电流内环电压外环控制方案本文中的逆变器双闭环控制结构由外环电压调节器和内环电流调节器组成外环电压调节器一般采用 PI 调节器, 内环电流调节器可以采用 PI 调节器或 P 调节器采用极点配置方法设计系统控制器参数, 通过仿真和实验对以上两种双环控制方案进行了分析和比较逆变器及控制系统模型本文采用单相全桥逆变器为控制对象, 其主电路原理图如图所示 :

2 图中 E 为直流母线电压,u 为逆变桥输出电压,u0 为逆变器输出电压,l 为滤波电感电流,c 为滤波电容电流,0 为负载电流,r 为考虑滤波电感 L 的等效串联电阻死区效应开关管导通压降线路电阻等逆变器中各种阻尼因素的综合等效电阻 E T T a T3 T4 b r L ul 图单相全桥逆变电路对于单相逆变器这样一个双输入单输出的二阶系统, 选择电容电压 u 0 和电感电流作为状态变量, 可得状态空间表达式如下 : u& 0 0 u 0 C 0 u C = & r L 0 L L u 0 l c C o R () u0 y = [ 0] () PWM 逆变器的电压电流双环控制分为两类 : 电感电流内环电压外环控制和电容电流内环电压外环控制对于电感电流内环控制, 由于负载电流 0 作为逆变器的外部扰动信号处在电感电流环之外, 控制系统不能很好的抑制负载扰动, 动态性能不理想电容电流内环电压外环控制系统动态性能好, 抗负载扰动性能强 PWM 逆变器电容电流内环电压外环双环控制系统框图如图所示 : 图控制系统方框图电压给定信号 ur 与输出电压反馈信号 u0 比较得到电压误差, 经过电压调节器 Gv 产生电流给定信号 ur,ur 与电容电流反馈信号 c 比较而得的电流误差信号经过电流调节器 G 形成控制量 u, 对逆变器实施控制 3 控制器设计仿真和实验 3. 电流内环采用 PI 调节器在该双环控制方案中, 电流内环采用 PI 调节器, 简称双环 PI-PI 控制系统其中电流调节器 G 的比例环节用来增加逆变器的阻尼系数, 使整个系统工作稳定, 并保证有很强的鲁棒性 ; 电流调节器的积分环节用来减少电流环稳态误差 ; 电压外环也采用 PI 调节器, 电压调节器 G 的作用是使得输出电压波形瞬时跟踪给定值这种电流内环电压外环双环控制的动态响应速度十分快, 且静态误差很小 [4-5] 电压和电流调节器分别为 : k Gv ( ) = k p + (3) k G ( ) = k p + (4) 可得到该控制系统的传递函数 : ( kp+ k )( kp+ k) ( L+ r) U0 ( ) = Ur ( ) I0 ( ) LCD( S) LCD( S) = G () U () G () I () (5) ur r o o 系统输出传函中的前一部分 Gur () 体现了控制系统输出对正弦电压给定 u r 的跟踪性能, 而后一部分 Go() 体现了负载电流对控制系统输出的扰动特性, 即系统等效输出阻抗其中控制系统特征方程为 : rc + Ck + k k + Ck D( ) LC LC 4 p 3 p p = kpk + k pk kk + (6) LC LC 对上述系统按极点配置方法设计控制器参数双环控制系统的控制器参数按常规方法

3 设计, 需考虑两个调节器之间的响应速度频带宽度的相互影响与协调, 控制器设计步骤复杂, 还需要反复试凑验证 ; 采用极点配置方法大大简化了设计过程, 同时能满足高性能指标要求, 这种设计方法具有明显的优越性针对一台单相 PWM 逆变器进行双环控制器设计, 逆变器的主要参数如下 : 额定输出电压 Uor=0(rm), 额定频率 f=50hz, 额定输出功率 Po=kW, 额定功率因数 coφ=0.8, 输出滤波电感 L=0.43mH, 输出滤波电容 C=40μF, 等效阻尼电阻 r=0.ω,pwm 开关频率 fw=0khz 取期望阻尼比 ζ r =0.8, 期望自然频率 ω r =500, 可得 : k Gv( ) = k + p = + (7) = + k = + (8) ( ) k p 8.8 G 由图可得电流内环的开环和闭环传函 : 图 3(a) 表明电流调节器使得电流内环的相角裕度接近 80 0, 稳定性较高 ; 图 3(b) 表明电流内环带宽较宽, 响应速度非常快 ; 图 4(a) 显示电压外环相角裕度超过 60 0, 幅值裕度非常大 ; 图 4(b) 表明双环控制系统基波闭环增益接近, 系统稳态性能非常好 ; 图 5 表明负载扰动在各个频段都有较大衰减, 系统具有很强的负载扰动抑制能力 (a) 开环频率特性 (b) 闭环频率特性图 4 电压外环频率特性 G C( k ( ) = LC + k ) p op (9) + rc + G cl () = Ck ( + k ) p LC + ( rc + Ckp ) + + Ck (0) 图 5 输出阻抗频率特性利用电流内环闭环传函推导出电压外环的开环传函 : G uop ( k + k ) ( k + k ) () = [LC + (r + k ) C+ Ck + ] p p p () 电压外环的闭环传函和系统的输出阻抗即式 (5) 中的 Gur () 和 Go() 可得如图 3~ 图 5 所示的双环控制系统的频率响应特性 : (a) 额定功率阻性负载 (b) 额定功率阻感性负载图 6 逆变器双环 PI-PI 控制系统负载突变响应 (00/dv, 00A/dv, 0.0/dv) (a) 开环频率特性 (b) 闭环频率特性图 3 电流内环频率特性 (a) 电流峰值达额定峰值 (b) 电流有效值达额定有效值图 7 逆变器双环 PI-PI 控制系统非线性负载响应波形 (00/dv, 00A/dv, 0.0/dv)

4 对逆变器双环 PI-PI 控制系统进行仿真 : 图 6 为逆变器双环控制系统在负载满功率突变时的动态响应情况, 电压变化量不超过 8.9, 调节时间不超过 0.5m, 可见动态响应快, 输出电压变化较小图 7 为逆变器双环控制系统在非线性负载条件下输出电压电流波形, 图 7(a) 为非线性负载电流峰值超过逆变器额定负载电流峰值时的波形, 电流峰值 I 0p =79.6A, 波峰因子 WCF=3.35, 输出电压 THD=0.54 图 7(b) 为非线性负载电流有效值超过逆变器额定负载电流有效值时的波形, 电流峰值 I 0p =7.8A, 电流波峰因子 WCF=3.3, 输出电压 THD=0.7 可见电容电流内环和电压外环均采用 PI 调节器时双环控制逆变器从频率响应特性和仿真结果均反映了其优越的动静态特性实验装置为 IGBT 单相全桥逆变器, 逆变器参数如下 : 输出额定电压 Uor=0 (RMS), 输出额定电流 Ior=50A(RMS), 滤波电感 L=0.43mH, 滤波电容 C=40μF, 实测阻尼电阻 r=0. 实际应用时为了避免纯积分环节引起的饱和问题, 积分环节用一个大惯性环节代替, 这样低频增益变为有限值, 转折频率以上增益保持不变图 8 显示了逆变器双环控制系统阻性满载 (50A ) 时的输出波形, 输出电压 THD=0.49; 图 8 阻性满载时电压电流波形及 THD (90/dv 50A/dv 0m/dv) (a) WCF=3. (b) WCF=4.9 图 9 非线性负载时电压电流波形及 THD (90/dv 50A/dv 0m/dv) 图 0 突加 68 额定负载时响应波形及局部放大图 (90/dv 0A/dv 0m/dv) 图 9 显示双环控制逆变器带非线性负载峰值达到额定负载电流峰值时的响应波形 : 图 9(a) 为负载电流峰值 I 0 p=7a, 电流波峰因子 =3., 输出电压 THD=0.53; 图 9(b) 为负载电流峰值 I 0 p=76a, 电流波峰因子 =4.9, 输出电压 THD=0.605 可见在额定输出负载电流波峰因子超过 3 的情况下, 输出电压 THD 较低, 逆变器双环控制系统表现出对非线性负载引起的波形失真具有较强的抑制能力图 0 显示了逆变器突加 68 额定负载 (34A) 时的输出波形及突加时刻局部放大图动态过渡过程约为 0.6m, 输出电压变化率约为 7.6, 负载适应性强表显示了双环控制逆变器稳态输出电

5 压测试数据, 其中稳压精度等于实际输出电压与额定电压之差占额定电压的百分比, 不同负载情况下稳压精度均在 0. 内, 稳态误差非常小表逆变器稳态输出电压测试数据负载空载 0A 3A 34A 43A 54A 电流输出电压稳压精度电流内环采用 P 调节器在此双环控制方案中, 电流内环采用 P 调节器, 简称双环 PI-P 控制系统电流内环的 P 调节器增加了系统的阻尼系数, 电压外环的 PI 调节器维持输出电压恒定, 两个调节器共同作用使得闭环系统工作稳定设电压电流调节器分别为 : K Gv() = K p + () G() = K (3) p 电压外环闭环传函和系统输出阻抗分别为 : G () ur K K + K K p p p = (8) D () ( L + r) Go () = (9) D() 则可得到双环 PI-P 控制系统的频率响应特性, 如图和图中 PI-P 曲线所示, 图中 PI-PI 曲线表示上节中双环 PI-PI 控制系统的频率响应特性图显示两种控制方式的闭环特性相差不大, 逆变器双环 PI-PI 控制时系统带宽略宽些 ; 图表明逆变器双环 PI-PI 控制时的系统输出阻抗明显要比双环 PI-P 控制时小些, 即对于相同的极点配置, 双环 PI-P 控制在抑制非线性负载电流扰动方面不如双环 PI-PI 控制对逆变器电容电流内环电压外环双环 PI-P 控制方式进行连续系统仿真 : 图 3 为逆变器双环 PI-P 控制系统在负载满功率突变时的动态响应情况, 电压变化量不超过 6.6, 调节时间不超过 0.5m, 可见动态响应快, 输出电压变化较小由图可以推导出其闭环传递函数为 : KpKp+ K Kp ( L + r) U0() = Ur () I0() D () D () = G () U () G () I () (4) ur r o o 上式中 Gur () 和 Go() 的定义与 3. 节中定义类似其中闭环特征方程为 : 3 D () = LC + ( r+ Kp) C + ( K pkp+ ) + KK (5) p 同样采用极点配置方法设计控制器以上节中的逆变器为被控对象, 取与双环 PI-PI 控制系统相同的期望阻尼比 ζ=0.8, 自然频率 ω n =500, 可求得此时的双环控制器参数 : K Gv() = K + p 0.4 = + (6) G ( ) = K = 0. (7) p 图 ω n =500 时系统闭环频率特性比较图 ω n =500 系统输出阻抗频率特性比较

6 (a) 额定功率阻性负载 (b) 额定功率阻感性负载图 3 逆变器双环 PI-P 控制系统负载突变响应 (00/dv, 00A/dv,.0/dv) 图 6 非线性负载时电压电流波形及 THD (00/dv 50A/dv 0m/dv) (a) 电流峰值达额定峰值 (b) 电流有效值达额定有效值图 4 逆变器双环 PI-P 控制系统非线性负载响应波形 (00/dv, 00A/dv, 0.0/dv) 图 4 为逆变器双环 PI-P 控制系统在非线性负载条件下输出电压电流波形, 图 4(a) 为非线性负载电流峰值超过逆变器额定负载电流峰值时的波形, 电流峰值 I 0p =76.6A, 电流波峰因为 3.4, 输出电压 THD=.; 图 4(b) 为非线性负载电流有效值超过逆变器额定负载电流有效值时的波形, 电流峰值 I 0p =56.4A, 电流波峰因子 WCF=3., 输出电压 THD=.83 在与 3. 节相同的实验台架上进行实验, 实验结果如下 : 图 5 阻性满载时电压电流波形及 THD (00/dv 50A/dv 0m/dv) 图 7 突加 68 额定负载时响应波形及局部放大图 (00/dv 50A/dv 0m/dv) 图 5 是满载 (50A) 时的输出电压和电流的波形, 此时输出电压 THD=0.64 图 6 显示双环 PI-P 控制逆变器带非线性负载峰值达到额定负载电流峰值时的响应波形, 此时负载电流峰值 I 0 p=75a, 电流波峰因子 =3., 输出电压 THD=.54 可知此时系统对非线性负载的适应能力比双环 PI-PI 控制时要差些图 7 为逆变器双环 PI-P 控制系统突加 68 额定负载 (34A) 时的响应波形及突加时刻放大图, 响应波形的动态过渡过程约 0.9m, 输出电压变化率约为 8.4, 动态性能较好从仿真和实验结果可知 : 在相同的极点配置情况下双环 PI-P 控制系统在非线性负载条件下输出电压的质量明显比双环 PI-PI 控制时差, 为了改善双环 PI-P 控制时系统的非线性负载带载能力, 可以采用增大系统期望自然频率的方法仿真表明随着系统极点配置期望自然频率 ω n 的提高, 系统带宽逐渐变宽, 系统输出阻抗呈现减小趋势, 非线性负载带载能力增强当双环 PI-P 控制系统期望自然频率 ω n 为

7 5500 rad/ 时, 其非线性负载带载能力与 ω n 为 500 rad/ 时的双环 PI-PI 控制系统相当其实验结果如图 8 所示 : 图 8 非线性负载时电压电流波形及 THD (00/dv 50A/dv 0m/dv) 此时负载电流峰值 I 0 p=73a, 电流波峰因子 =3., 输出电压 THD=0.7 与图 6 比较可知, 此时双环 PI-P 控制系统对非线性负载的适应能力有较大提高 4 结论依据电流内环所采用调节器的不同, 本文分别讨论了电流内环采用 P 调节器电压外环为 PI 调节器和电流内环电压外环均为 PI 调节器两种 PWM 逆变器双环控制方式采用极点配置的方法设计控制器参数, 在闭环系统配置相同的阻尼比和自然频率的前提下对两种双环控制方式进行仿真比较仿真和实验结果表明电流内环和电压外环均采用 PI 调节器的逆变器双环控制方式能够达到较好的动静态特性, 特别是其非线性负载带载能力较强 ; 电流内环采用 P 调节器电压外环为 PI 调节器的逆变器双环控制方式稳态性能较好, 但其抗非线性负载扰动能力不及电流内环和电压外环均采用 PI 调节器的双环控制方式理论分析和实验结果表明通过增大控制系统的期望自然频率, 其抗非线性负载扰动能力可以得到改善参考文献 [] 彭力. 基于状态空间理论的 PWM 逆变电源控制技术研究. 武汉 : 华中科技大学图书馆, 004. [] 陈坚. 电力电子学电力变换和控制技术. 北京 : 高等教育出版社,00. [3] S Buo,S Faolo.Unnterruptale power upply multloop control employng dgtal predctve voltage and current regulator [J]. IEEE Tran.On Power Electronc,00,37(): [4] 舒为亮, 张昌盛, 段善旭, 康勇. 逆变电源 PI 双环数字控制技术研究. 电工电能新技术, 005,4():-4. [5] 彭力, 张宇, 康勇, 陈坚. 高性能逆变器模拟控制器设计方法. 中国电机工程学报, 006,6(6): 作者简介 : 何俊 (98-) 男, 湖北鄂州人, 硕士研究生, 研究方向为电力电子技术应用彭力 (967-) 女, 副教授, 主要研究方向为电力电子技术

第 5 卷第 9 期 3 9 年月电力电容器与无功补偿 &+ 1 ) + ; & ).& &+ 1 & / ) 5 93 & 9 67893: + 99: 单相谐波补偿电流对直流侧电压和电流纹波的影响分析!"#$%&'!"#$%&' '& ( ')&+,& '(-./01 &

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