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1 第 38 卷 第 3 期 2014 年 2 月 10 日 Vol.38 No.3 Feb.10,2014 DOI: /AEPS 基于极点配置的 LCL 滤波并网逆变器电流控制策略 许津铭, 谢少军, 唐婷 ( 南京航空航天大学自动化学院, 江苏省南京市 ) 摘要 :LCL 滤波并网逆变器具有良好的应用前景 针对其电流控制, 文中在分析了传统的单进网电流闭环方案局限性的基础上, 结合有源阻尼控制机理, 提出了一种基于极点配置的进网电流控制思想 其内环为极点配置环路, 外环为进网电流比例 积分控制, 可实现高带宽的电流控制 进一步提出内环配置两个极点为基波共轭极点, 另两个极点为谐振频率处共轭极点的方案, 实现谐振峰的有效抑制及基波频率处的高增益 分析并推演了其实现方法, 包括反馈的选择和参数设计 最后, 详细分析了所述方案控制性能并给出了实验验证 关键词 : 并网逆变器 ;LCL 滤波器 ; 有源阻尼 ; 谐振控制 ; 极点配置 ; 电流控制 0 引言 并网逆变技术是可再生能源分布式发电的关键 技术之一 进网电流质量是其重要技术指标之一, 各国针对进网电流的谐波含量提出了严格的要求 为抑制开关频率次谐波,LCL 滤波器在电压源脉宽 调制 (PWM) 并网逆变器中成为首选 [1-3] 相较于 L 滤波器,LCL 滤波器的滤波特性好, 但其谐振现象 对电流控制技术提出了更高的要求 不同于 L 滤波器, 在单进网电流闭环方案下, 系统带宽要设计得较低, 否则产生谐振 [4] 串联或 并联电阻可以抑制谐振, 但不利于效率优化以及高 次谐波抑制 [1-2] 文献 [5-6] 在前向通路上附加零极 点改善了谐振频率处的响应, 但其有效性依赖于模 型的精确性 [6], 鲁棒性不足 另外一种方案利用附 加的反馈控制实现阻尼, 如基于电容电压 [7-8] 电容 [9-12] [13] [14-16] 电流 电感电压 多变量反馈的方案 其效果好且具有较好的鲁棒性 [11,15-16] 虽然目前有 源阻尼方案多, 但缺少系统性的分析, 方法间比较孤 立且少有涉及参数的优化设计 文献 [17] 从反馈控制机理的角度深入 系统地 分析了 LCL 滤波器的有源阻尼控制, 为寻找新型控 制方案 展开进一步研究打下了基础, 但其仅讨论了 可行的有源阻尼, 未涉及电流闭环控制 有源阻尼反 馈及电流调节器参数设计 虽然文献 [11] 中讨论了 收稿日期 : ; 修回日期 : 国家自然科学基金资助项目 ( ); 江苏省普通高校研 究生科研创新计划资助项目 (CXZZ12_0153); 江苏省科技支 撑计划资助项目 (BE ) 电容电流内环方案的参数设计方法, 针对存在的少 自由度现象提出了一种折中处理方案, 但需在谐振 抑制及动态响应之间折中, 参数设计较为复杂且在 动 稳态响应和鲁棒性方面仍显不足 因而, 一种可 以实现特征方程全部极点自由配置的状态反馈法得 到了广泛的关注 [14,16] 虽然该方法无上述少自由 度的问题, 但也难以兼顾稳态与动态特性, 往往需重 [14] [18] 复控制 谐振控制等的辅助, 且需要较多的传 感器 针对上述问题, 本文首先分析了滤波器谐振现 象及单进网电流闭环控制方案下性能 参数设计的 局限性, 在此基础上提出了一种广义的基于极点配 置的电流闭环控制思想, 囊括了现有的电流控制方 法, 进一步提出通过内环将系统特征方程配置为四 阶的新思路, 提出的策略兼顾实现谐振频率处的有 源阻尼和基波频率的谐振控制 然后从反馈选择及 参数设计等方面, 以传感器较少 设计简单 性能优 良为目标对其实现方法进行深入研究, 形成一套简 单高效的设计准则 1 控制方案的提出 1.1 系统结构模型图 1 为单相 LCL 滤波并网逆变器 ( 系统额定参 数见附录 A 表 A1), 由逆变器侧电感 L1 滤波电容 C1 和网侧电感 L2 组成, 其中 Udc 为直流母线电压, inv 为逆变器桥臂中点输出电压, g 为电网电压,iref 为基准进网电流,m 为调制波, 采用单极性或者双 极性正弦脉宽调制 (SPWM) 95

2 2014,38(3) GPIk p Tis+1 Tis (3) k p= 1 2 ( L1+L2)fsw (4) 图 1 单相 LCL 滤波并网逆变器 Fig.1 Single-phaseLCL-filteredgrid-connectedinverter 3 个滤波元件的电压 电流分别表示为 : 逆变器侧电感电压 L1 逆变器侧电流 il1 电容电压 C1 电容电流 ic1 网侧电感电压 L2 进网电流 il2 由 基尔霍夫定律可得 inv 至进网电流 il2 的传递函数 如式 (1) 所示 inv [L1L2C1s 3 +(r2l1+r1l2)c1s 2 + (L1+L2+r1r2C1)s+r1+r2] -1 (1) 式中 :L1,L2,C1 分别为 L1,L2,C1 的值 ;r1 和 r2 为滤波电感的等效寄生电阻, 为便于分析均取为 50mΩ 由于滤波电容的高频阻抗非常小, 网侧电流中 高频谐波含量可以得到大幅衰减 ( 见附录 A 图 A1), 相较于 L(L1+L2) 滤波器, 对开关频率及 其倍频谐波电压的滤波效果大幅提高 但是 LCL 滤波器在谐振频率 fres( 见式 (2)) 处存在尖峰, 且开 环相位穿越 -180, 可能导致系统不稳定 Ti= a2 i fsw (5) 式中 :ai 为某一正数, 本文取为 3;fsw 为开关频率 此外,LCL 滤波器同 L 滤波器具有相似的低频 段幅相特性 而且, 滤波器谐振频率一般为开关频 率的 1/4 到 1/2 [2,6], 因而可将该 PI 调节器应用于 LCL 滤波并网逆变器 基准进网电流 iref 至进网电流 il2 的开环传递函数为 : i ref,o GPI(s)GPWM(s) inv (s) (6) 式中 : 下标 o 表示开环特性 图 3 给出了进网电流单环控制的开环波特图 由图 3 可知, 基于 LCL 及 L 滤波的并网逆变器实现 了相同的开环截止频率 (fc 1.2kHz), 采用 L 滤 波器, 进网电流可实现快速跟踪基准 ; 但是, 采用 LCL 滤波器时, 由于谐振峰值大于 0dB, 系统难以稳定, 因而需减小 k p 此外, 基波频率 f0 处开环增 益仅为 38dB, 不利于实现较好的稳态响应, 因而需 增大 k p 该矛盾导致进网电流单环控制难以保证 优良性能 fres= ωres 2π = 1 2π 式中 :ωres 为谐振角频率 L1+L2 L1L2C1 (2) 1.2 进网电流单闭环控制方案类似于 L 滤波并网逆变器, 对进网电流采用直 接闭环控制方案, 如图 2 所示 采用比例 积分 (PI) 调节器实现电流跟踪, 为 PI 调节器的输出,G g 为 电网电压前馈环节传递函数,GPWM 为逆变器 PWM 环节传递函数, 暂不考虑 PWM 延迟, 考虑其为比例 环节, 即 GPWM1 图 3 进网电流单环控制的开环波特图 Fig.3 Open-loopBodeplotsofgrid-injected crrentsingle-loopcontrol 图 2 进网电流直接闭环控制结构 Fig.2 Grid-injectedcrrentclose-loop controlstrctre 对于 L 滤波并网逆变器, 当设计的 PI 调节器 [6] 传递函数如式 (3) 时, 该电流控制可实现高带宽 ( 近似于开关频率的 1/5) 众所周知, 电流控制带 宽越高, 其动态响应越快且对谐波抑制能力越强 1.3 广义的基于极点配置的双环控制方案有源阻尼控制是实现谐振抑制的有效途径 文献 [17] 系统分析了基于变量反馈的有源阻尼, 指出 滤波器中 3 个滤波元件的 6 个电压 电流量的合适 反馈均可实现谐振抑制 其对寻找新型方案具有较好的参考意义, 但是控制器的选取及其参数优化设计未涉及 结合文献 [17] 研究可知, 通过反馈控制, 可将欠阻尼的 LCL 滤波器 ( 式 (1)) 控制成具有合适阻尼的三阶模型, 如式 (7) 所示 96

3 电力电子技术应用专题 许津铭, 等基于极点配置的 LCL 滤波并网逆变器电流控制策略 ( 1 s)= L1L2C1(s+mζωn)(s 2 +2ζωns+ω 2 n) ( 7) 式中 : ( s) 为 至 il2 的传递函数 ;ωn 为该三阶滤波模型的谐振频率 ; ζ 为谐振极点的阻尼系数 ;m 为复平面上实极点同谐振极点距虚轴的距离之比 结合图 2, 本文提出一种广义的基于极点配置的双环电流控制结构, 如图 4 所示 图 4 基于极点配置的电流控制结构 Fig.4 Poleplacement-basedcrrentcontrolstrctre 图中,x 为由前述 6 个电压 电流组成的行向量 ( 维数为 1~6),GAD(s) 为内环极点配置的传递函数 矩阵, 组合反馈 f=xgad(s) 进而 iref 至 il2 的开环传递函数如式 (8) 所示 i ref,o GPI(s) ( s) (8) 从稳态响应的角度来说,m =0 时基波频率的 增益达到最大且同图 3 相当, 这是因为若忽略寄生电阻, 式 (1) 即可化为式 (7) 此时式 (7) 可表示为 : ( s)= 1 1 (9) sl1l2c1(s 2 +2ζωns+ω 2 n) 显然, 式 (9) 可等效为积分调节器同二阶滤波环 节的级联, 即 Ⅰ 型系统, 这样一种内环配置方式有利 于直流量的无静差跟踪, 但是难以实现基波频率的 无静差跟踪 为此, 若内环配置成基波谐振控制器 同二阶滤波环节的级联, 则有利于实现更优的基波 频率分量的跟踪响应, 即 s 1 s 2 +2ζ0ω0s+ω 2 0L1L2C1(s 2 +2ζωns+ω 2 n) (10) 式中 :ω0=2πf0, 为基波角频率 ; ζ 0 为基波谐振控制的阻尼系数 据此, 本文提出的基于极点配置的电流控制思 想如下 : 图 4 控制框图中, 内环为极点配置环路, 通 过合适的反馈配置系统极点 ( 如式 (10) 所示 ), 将有 源阻尼与谐振控制特性相结合, 即两个极点为滤波 器谐振频率处的共轭极点, 另两个极点为基波频率 处欠阻尼共轭极点 ; 外环为进网电流的直接电流控制 进而, 一方面, 由于谐振频率处的特性 ( ζ ὠn) 可任意配置, 谐振峰得到了有效抑制, 解决了图 3 中 的不稳定问题 ; 另一方面, 由于欠阻尼的基波谐振控 制具有基波频率处高增益的特点, 图 3 中基波频率处的开环增益得到大幅提高 2 基于极点配置的电流控制方案的实现 2.1 现有的基于极点配置的电流控制已有文献的基于反馈控制的有源阻尼方案均可对应到图 4 结构中 : 电容电流反馈 [9-12],x= [ic1], GAD [k]; 电容电压反馈 [7-8],x = [C1 ], GAD[ks]; 逆变器侧电感电压反馈 [13,17],x= [L1],GAD[k/s]; 网侧电感电压反馈 [17],x= [L2],GAD[ks] 其中 k 为有源阻尼的反馈系 数 上述方法, 通过附加一个额外反馈实现阻尼抑 制, 原谐振滤波器被控制为如式 (9) 所示的三阶模 型 然而 ὠn=ωres 不可任意配置, 这导致了参数设 计面临少自由度的问题 文献 [11] 针对该问题采用 了一种基于零极点对消的 在动态响应与谐振抑制之间折中的设计方法, 但方法不通用且较为复杂 此外, 文献 [14] 的状态反馈法中,x=[iL1,C1,iL2], GAD[k1,k2,k3] T, 其中 k1,k2,k3 为有源阻尼的反馈系数, 该内环控制以增加传感器为代价解决 了上述少自由度问题, 其内环控制效果如式 (7) 所 示, 但其不利于基波电流的稳态跟踪响应 而如前 所述, 采用式 (10) 的配置方式, 可保证良好的谐振抑 制和动 稳态性能 下文以便于参数设计为出发点分析式 (10) 方案的实现方法 2.2 新型极点配置电流控制的实现方法为实现式 (10) 所示的内环配置效果, 需要选取合适的反馈 f, 即 x 及 GAD(s) 文献 [17] 分析表明 不同变量的比例 积分 微分控制即可实现谐振抑 制, 而且该类控制器便于数字或模拟实现, 本文采用 该类型控制器实现内环配置 此外, 为了保证尽可能低的实现成本, 所用的传感器应尽量少 状态反馈法内环控制具有参数设计方便的优点, 其可实现 3 个可自由配置的极点, 如式 (7) 所示 而式 (10) 存在 4 个可自由配置的极点, 二者具有相 似性 因而, 对状态反馈法进行一定变换再引入一 个合适的额外反馈即可获得本文方案的一种具体实现方式 状态反馈法中组合反馈 f 为 : ék1 ê ù f= [ il1 C1 il2 ] êk2 ë ê k3 û 计及外环控制, 进网电流传感器是必需的 但 =k1il1+k2c1+k3il2 (11) 是式 (11) 所需传感器过多 为此可以利用元件电 流 电压间的关系及基尔霍夫电流定律进行变换, 如 f=k1(ic1+il2)+ k2ic1 C1s +k3il2= æ k1+ k2 ö ç è C1s ø æ h1+ h2 ö ç è s ø ic1+(k1+k3)il2= ic1+h3il2 (12) 97

4 2014,38(3) 至此, 省掉一个传感器, 仅需要附加一个电容电 流的采样电路 ( 应用中, 可通过采样逆变器侧电流后 与进网电流相减获得, 其好处是可利用逆变器侧电 流实现对逆变桥的保护 ; 另外, 运算时涉及了积分函 数, 积分初值和饱和的问题可通过适当设置数字信 号处理器 (DSP) 软件参数及在程序中加入积分限幅 环节来解决 ) 利用梅森增益公式或流图变换法, 求 得内环配置后的传递函数为 : 1 L1L2C1s 3 +h1l2c1s 2 +(h2l2c1+l1+l2)s 1 +h3s 0 (13) 当 h1,h2,h3 变化时,3 个极点在复平面的位置 可以自由配置, 即式 (7) 的配置效果, 这说明式 (12) 的等效变换正确 而期望的式 (10) 的配置可表示 为 : ìï 1 ï L1L2C1(s 3 +a1s 2 +a2s 1 +a3s 0 +a4s -1 ) ïa1=2( ζ ωn+ζ0ω0) í ïa2=ω 2 0+ω 2 n+4ζ0ζω0ωn ï a3=2ω0ωn( ζ 0ωn+ζω0) ï îa4=ω 2 0ω 2 n (14) 同式 (13) 相比, 式 (14) 多出了 s -1 项 为此, 需 在式 (12) 所示组合反馈中再引入一种反馈控制, 但 是并不希望引入其他的传感器 如式 (13) 所示,s 0 项是由 il2 的比例反馈产生的, 而众所周知, 积分控 制 ( 反馈系数为 h4) 具有比比例控制小一阶的特性, 因而可以得出满足期望的式 (10), 即式 (14) 配置要 求的 x 及 GAD(s) 的形式 : é h1+ h2 ù ê ê s fx= [ ic1 il2 ] (15) ê h3+ h4 ë ê s û 在该组合反馈 fx 控制下, 内环传递函数为 : [L1L2C1s 3 +h1l2c1s 2 +(h2l2c1+l1+ L2)s 1 +h3s 0 +h4s -1 ] -1 (16) 当 ω0, ζ 0 ὠn 和 ζ 确定后, 对比式 (14) 与式 (16) 即可得出式 (15) 中反馈系数的具体数值, 具体的求 解过程不再赘述 下一小节对参数设计进行讨论 2.3 参数设计由式 (10) 可知, 提出的基于反馈配置极点的控 制系统等效于基于谐振控制的二阶滤波系统, 因而 ω0 和 ζ0 的设计可参照现有文献研究成果 基波频 率为 50 Hz, 于是可得出 ω0 此外, ζ 0 表示基波谐 振控制的阻尼, 其值越小, 基波频率处增益越大 若 考虑到电网频率的小幅变化, 如文献 [18] 所述, 可以 选取一个较小的值保证电网频率处于谐振控制的带 宽内, 本文选为 0.01 由于基波谐振控制仅实现基波频率附近幅相特 性的改变, 而且基波频率值远小于谐振频率, 因而基 波谐振极点同另一对谐振极点间的相互作用可忽 略 即在谐振频率附近, 式 (10) 可等效为式 (9) 由 于 ζ 为谐振极点的阻尼比, 一般取为 0.4~0.8 ζ 越大, 谐振抑制越好, 但是若 ζ 过大, 系统相位将进 一步减小, 不利于实现优良的相位裕度, 故本文选为 0.6 对 ωn 来说, 其决定了系统开环相位穿越 -180 时的位置, 进而影响稳定裕度 在截止频率一定的情况下 ὠn 越小, 相位裕度越小, 因此, 该频 率限制了系统所能实现的闭环带宽 为了保证近似 1/5 开关频率的带宽 ὠn 需大于带宽且留有一定裕量 此外由于 PWM 环节的非线性, 越小于 1/2 开 关频率, 模型越精确, 推荐的取值范围如式 (17) 所示 πf sw (17) 2 ωn<2πfsw 3 首先判断滤波器自然谐振角频率 ωres( 式 (2)) 是否处于式 (17) 所示范围内, 若是 ( 本文滤波器满足 该条件 ), 则可选取 ωn=ωres; 否则需按照上述分析 及式 (17) 进行选取 至此, 参数设计过程可描述如下 : 第 1 步, 根据 本节分析选择适当的 ω0, ζ 0 ὠn 和 ζ ; 第 2 步, 对比 式 (14) 与式 (16) 获得反馈系数 ; 第 3 步, 按式 (3) 设 计 PI 参数 下一节将通过分析该设计方法所能实 现的系统性能来对其进行验证 3 新型电流控制方案的性能 3.1 电流跟踪及有源阻尼将式 (3) 式 (16) 代入式 (8) 可得 iref 至 il2 的开 环传递函数, 其波特图如附录 A 图 A2 所示 同 图 3 相比 : 其一, 谐振峰大幅衰减, 幅值裕度为 11.6dB; 其二, 基波频率增益约为 70dB, 可以保证良好的稳态响应 ; 其三, 相位裕度约为 60, 保证了 较小的瞬态响应超调量 此外, 由 MATLAB 绘制 的闭环波特图可得系统带宽约 2.7kHz, 保证了较 快响应速度 需要说明的是, 由于电流控制仍然有较大的稳 定裕度,PI 调节器的增益 k p 仍然可以继续增大以 提高带宽而且不会导致谐振, 例如 k p 增至 12 时, 相 位裕度为 45, 幅值裕度为 7.2dB 3.2 电网电压谐波的影响利用梅森增益公式求得电网电压至进网电流的 98

5 电力电子技术应用专题 许津铭, 等基于极点配置的 LCL 滤波并网逆变器电流控制策略 传递函数为 : g s [G g-(1+h2c1)- [L1L2C1s 4 +h1l2c1s 3 + h1c1s-l1c1s 2 ] (h2l2c1+l1+l2)s 2 +h3s 1 +h4+sgpi(s)] (18) 其中, 考虑到电网中主要含有低频 ( 几百赫兹 ) 谐波, 在抑制电网影响的同时考虑到实现方便, 本文选取电网前馈环节传递函数为 : G g 1+h2C1 (19) 附录 A 图 A3 给出了式 (18) 对应的波特图, 在 主要的低频谐波所在范围内, 电网谐波电压对进网 电流的影响小, 电流总谐波失真 (THD) 小 ; 此外, 电 网基波电压也会感生一定的基波电流, 但是由于其 增益小 ( 约 -57dB) 且相位与电网 ( 基准电流 ) 相位 仅相差 15, 即使在 10% 的轻载情况下, 仍然能保证 非常小的电网电压同进网电流间的相位差 ( 经计算约为 1 ~2 ), 进而可获得近似单位功率因数 (PF), 其值为 1 此外, 增大 k p 有利于抑制电网影响 3.3 鲁棒性分析实际并网运行中, 需考虑滤波器 3 个滤波元件 存在的参数扰动, 限于篇幅, 本文给出 L2 在表 1 所 示额定值的 -50%~100% ( 考虑到电网阻抗 ) 之间变化时的分析结果 ( 见附录 A 图 A4) 一方面,L2 变化而式 (16) 中反馈系数不变, 这 导致式 (10) 中基波谐振环节的中心频率偏移, 对稳态响应有一定影响 ( 若仅 C1 变化, 基波响应不变 ), 但由附录 A 图 A4 可知即使在最恶劣情况下基波频 率处的增益仍然约为 50dB, 远优于图 3, 因而仍然 保证了优良的稳态响应 另一方面,L2 的变化影响 了开环增益及滤波器谐振频率, 因而稳定裕度发生 变化, 幅值裕度变化范围为 10~14dB, 相位裕度变 化范围为 56.4 ~66.0, 电流控制始终具有优良的性能 3.4 延迟作用由于不同开关频率下延迟不同, 前文出于统一 设计的考虑并未计及该延迟 本节在附录 A 表 A1 参数的情况下分析该延迟对提出的方案及其参数设 计的影响 考虑数字控制及 PWM 延迟, 即 GPWMe -Tds (20) 式中 :Td 为延迟时间, 计为一拍延迟 [4,6,16], 即 Td= 1/fsw 进而利用式 (20) 可得出计及延迟环节后的系统 开环波特图 ( 见附录 A 图 A5) 幅值裕度为 12.3dB, 相位裕度为 42.9 同 3.1 节所示数据相比, 相位裕度减小了 ( 延迟环节对相位的滞后作用 ), 但是仍大于 40 这主要是因为前文设计方案在实 现高性能的同时还保证了足够的裕度, 可以有效对 抗延迟等的不利影响, 增强了控制鲁棒性 综合本节分析, 前述设计方法简单高效 4 新型控制方案及其设计方法的验证 研究中搭建了一台单相非隔离并网逆变器 [19], 为实现较少漏电流, 对图 1 桥式电路进行了改进, 其 进网电流控制仍同图 1, 参数同附录 A 表 A1 三相 市电经二极管整流的输出电压并接电解电容后作为 Udc, 网侧电感的输出端直接同 220V/50Hz 的市电相连 采用电压 电流传感器对电网电压 进网电 流 逆变器输出电流进行采样, 逆变器输出电流同进 网电流之差即为电容电流 系统闭环控制 调制波 同载波的交截均由 TI 公司的 TMS320F28035DSP 实现 首先对图 3 方案 ( 记为方案 1) 进行了实验 ( 参 数 k p=7.2, 如式 (3) 所示 ),30% 额定功率下的实验 结果见附录 A 图 A6(a) 实际电网电压存在畸变 (THD 约为 1.5%~2.0%) 由于方案 1 下谐振峰 并未得到抑制, 因此会导致图 3 所示的不稳定, 进网 电流中含有大量的谐波,THD 约为 23.5% 该方案下继续增大 k p 将导致更多的谐波甚至触发保护 因而方案 1 的 k p 需大幅降低, 但是这不利于进网电 流的稳态跟踪及瞬态响应 进一步, 采用式 (15) 的 实现方法, 对本文提出的方案 ( 记为方案 2) 进行了验证 (PI 不变 ), 波形见附录 A 图 A6(b) 和 (c) 30% 额定功率及满载下进网电流谐波含量仅为 3.9% 和 1.0%, 无谐振频率次谐波 结果表明, 方案 1 的谐振现象获得了有效抑制, 提出的设计方案实现了有源阻尼 为了体现其稳态跟踪性能, 图 5 给出了不同进 网电流标幺值下的 PF 曲线 即使在 10% 额定功率 条件下仍然实现了优异的跟踪效果, 虽然电流失真 导致 PF 减小, 但 PF 仍大于 0.99( 远大于 0.85), 符 合进网功率因数要求 此外, 图 5 给出了 THD 的变化曲线, 方案 2 有效地抑制了电网谐波的影响 图 5 PF 及 THD 的实验数据 Fig.5 ExperimentresltsofPFandTHD 99

6 2014,38(3) 结果表明, 即使在轻载下提出的控制及设计方 案仍然保证了高质量的进网电流, 在光伏发电等领 域具有较好的应用前景 进一步, 本文进行了电流基准值突变的实验, 实 验结果见附录 A 图 A7, 其中基准电流幅值在 0.9 ( 标幺值 ) 和 0.3( 标幺值 ) 之间阶跃变化 由于实现 了适当的相位裕度, 进网电流超调小, 约为 17%; 由 于电流控制带宽高, 进网电流近似无延迟地迅速达 到稳态, 动态响应快, 可快速适应功率突变 最后, 维持控制器参数不变, 在 L2 分别为 0.24mH 和 0.6mH 的情况下进行了控制鲁棒性验证, 实验结果基本不变 ( 与前述波形相当, 不再示 出 ), 在较大电感值时 THD 略有减小 5 结语 针对 LCL 滤波并网逆变器提出了一种广义的 基于极点配置的电流控制思想, 该思想囊括了现有 的电流控制方案 基于此提出了一种新颖的极点配 置思路, 兼顾实现有源阻尼和基波谐振控制, 进而电 流调节器的设计可直接沿用 L 滤波并网逆变器的 设计方法, 实现高带宽 本文还提出了一套成本较 低 设计简单 性能优良的实现方法 此外, 基于本 文的分析推演思路可以获得其他相似的实现方案 本文的研究可促进 LCL 滤波器的并网型应用 附录见本刊网络版 (htp://aeps.sgepri.sgcc. com.cn/aeps/ch/index.aspx) 参考文献 [1] 王斯然, 吕征宇. 锂电池馈电并网系统进网电流谐波抑制方法 [J]. 电力系统自动化,2009,33(19): WANGSiran,LÜ Zhengy.A harmonicssppression method forlithim baterygridintegrationsystem[j].atomationof ElectricPowerSystems,2009,33(19): [2]LISERRE M,BLAABJERGF,HANSENS.Designandcontrol ofan LCL-filter based active rectifier[j].ieee Trans on IndstryApplications,2005,41(2): [3] 王存平, 尹项根, 张哲, 等. 含 LCL 滤波器的静止同步补偿器改进 控制方法 [J]. 电力系统自动化,2012,36(19): WANG Cnping, YIN Xianggen,ZHANG Zhe,etal.An improvedcontrolmethodforstatcom with LCLfilter[J]. AtomationofElectricPowerSystems,2012,36(19): [4] 沈国桥, 徐德鸿.LCL 型并网逆变器的分裂电容法电流控制 [J]. 中国电机工程学报,2008,28(18): SHEN Goqiao,XUDehong.Crrentcontrolforgrid-connected invertersbysplitingthecapacitoroflclfilter[j].proceedings ofthecsee,2008,28(18): [5]LISERRE M,TEODORESCU R,BLAABJERGF.Stabilityof photovoltaicand windtrbine grid-connectedinvertersfora largesetofgridimpedancevales[j].ieee TransonPower Electronics,2006,21(1): [6]DANNEHLJ, WESSELS C,FUCHS F W.Limitations of voltage-oriented PI crrent control of grid-connected PWM rectifiers with LCL filters[j].ieee Trans on Indstrial Electronics,2009,56(2): [7]MALINOWSKI M,BERNET S.A simplevoltagesensorless activedampingschemeforthree-phasepwmconverterswithan LCLfilter[J].IEEE TransonIndstrialElectronics,2008, 55(4): [8]DANNEHLJ,FUCHSF W,HANSENS,etal.Investigation ofactivedampingapproachesforpi-basedcrrentcontrolof grid-connectedpwm converters with LCL filters[j].ieee TransonIndstryApplications,2010,46(4): [9] 徐志英, 许爱国, 谢少军. 采用 LCL 滤波器的并网逆变器双闭环入网电流控制技术 [J]. 中国电机工程学报,2009,29(27): XUZhiying,XU Aigo,XIEShaojn.Dal-loopgridcrrent controltechniqeforgrid-connectedinvertersinganlclfilter [J].ProceedingsoftheCSEE,2009,29(27): [10] 雷一, 赵争鸣, 袁立强, 等.LCL 滤波的光伏并网逆变器阻尼影响因素分析 [J]. 电力系统自动化,2012,36(21): LEIYi,ZHAO Zhengming,YUAN Liqiang,etal.Factors contribtingtodampingofgrid-connectedphotovoltaicinverter withlclfilter[j].atomationofelectricpowersystems, 2012,36(21): [11] 刘飞, 段善旭, 查晓明. 基于 LCL 滤波器的并网逆变器双环控制设计 [J]. 中国电机工程学报,2009,29( 增刊 1): LIUFei,DUANShanx,ZHA Xiaoming.Designoftwoloop controlerin grid-connected inverter with LCL filter[j]. ProceedingsoftheCSEE,2009,29(Spplement1): [12]MOHAMEDY A RI.Sppressionoflow-andhigh-freqency instabilities and grid-indced distrbances in distribted generationinverters[j].ieee Transon PowerElectronics, 2011,26(12): [13] 黄宇淇, 姜新建, 邱阿瑞.LCL 滤波的电压型有源整流器新型主动阻尼控制 [J]. 电工技术学学报,2008,23(9): HUANG Yqi,JIANG Xinjian,QIU Ari.A novelactive dampingcontrolschemeforathree-phaseactiverectifierwith LCL-filter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety, 2008,23(9): [14] 杨淑英, 张兴, 张崇巍, 等.LCL 滤波电压源并网逆变器多环控制策略设计 [J]. 电力系统自动化,2011,35(5): YANG Shying,ZHANG Xing,ZHANG Chongwei,etal. Strategy design of mltiplefeedbackloop controlforgridconnected voltage sorce inverter with LCL filter [J]. AtomationofElectricPowerSystems,2011,35(5): [15] 许津铭, 谢少军, 黄如海.LCL 滤波并网逆变器的鲁棒电流控制 [J]. 电力系统自动化,2012,36(19): XUJinming,XIEShaojn,HUANG Rhai.Arobstcrrent controlstrategyforgrid-connectedinverterswith LCLfilters [J].AtomationofElectricPowerSystems,2012,36(19): [16]DANNEHLJ,FUCHS F W,HANSEN S,etal.PIstate spacecrrentcontrolofgrid-connectedpwm converterswith LCL filters[j].ieee Transon Power Electronics,2010, 25(9): ( 下转第 105 页 continedonpage105) 100

7 ( 上接第 100 页 continedfrompage100) [17] 许津铭, 谢少军, 肖华锋.LCL 滤波器有源阻尼控制机理研究 [J]. 中国电机工程学报,2012,32(9): XU Jinming, XIE Shaojn, XIAO Hafeng.Research on controlmechanism ofactive damping for LCL filters[j]. ProceedingsoftheCSEE,2012,32(9): [18]CASTILLA M,MIRETJ,MATASJ,etal.Controldesign gidelines for single-phase grid-connected photovoltaic inverterswith dampedresonantharmoniccompensators[j]. IEEE Trans on Indstrial Electronics, 2009, 56(11): [19]XIAO Hafeng, XIE Shaojn, CHEN Yang,et al.an optimized transformerless photovoltaic grid-connected inverter[j].ieee Trans on Indstrial Electronics,2011, 58(5): 许津铭 (1987), 男, 通信作者, 博士研究生, 主要研究 方向 : 功率电子变换技术 xjinming01@163.com 谢少军 (1968), 男, 博士, 教授, 博士生导师, 主要研究 方向 : 功率电子变换技术及航空电源 eeac@naa. ed.cn 唐 婷 (1988), 女, 硕士研究生, 主要研究方向 : 功率 电子变换技术 tangting_zdh@naa.ed.cn ( 编辑万志超 ) CrrentControlStrategyBasedonPolePlacementforGrid-connectedInverterswithLCLFilters XUJinming XIEShaojn TANGTing ColegeofAtomationEngineering NanjingUniversityofAeronaticsandAstronatics Nanjing China Abstract Thegrid-connectedinverterwithanLCLfilterhasgoodapplicationprospects Inconnectionwithitscrrentcontrol thelimitationsoftheconversionalsinglecrrentclosed-loopcontrolareanalyzed andbyreferringtotheactivedampingcontrol mechanism apoleplacement-basedcrrentcontrolstrategyisproposed Throghproperfeedback theinnercontrolisenabled toachievepoleplacementandtheotergridcrrentcontroltogaranteeahighbandwidth withproportionalandintegral control Then anovelplacementstrategyisproposed wheretwooftheforpolesareconjgatepolesatfndamental freqency andtheremainingtwoareconjgatepolesatresonancefreqency Conseqently dampingoftheresonancepeak andhighloop gain atthefndamentalfreqencyare both obtained Theimplementationincldingfeedback choiceand parameterdesignisdealtwithandderived Finaly thecontrolperformanceisinvestigatedandverifiedbyexperiment ThisworkisspportedbyNationalNatralScienceFondationofChina No FndingofJiangsInnovation ProgramforGradateEdcation No CXZZ12_0153 andscienceand TechnologySpportProgram ofjiangs Province No BE Keywords grid-connectedinverter LCLfilters activedamping resonantcontrol poleplacement crrentcontrol 105