Microsoft Word X100693古俊银.doc

Size: px

Start display at page:

Download "Microsoft Word X100693古俊银.doc"

昶缮任
6 years ago
Views:

1 第 31 卷第 36 期中国电机工程学报 Vol.31 No.36 Dec.5, 年 1 月 5 日 Proceedings of he CSEE 011 Chin.Soc.for Elec.Eng. 文章编号 : (011) 中图分类号 :TM 85 文献标志码 :A 学科分类号 :70 0 软开关交错反激光伏并网逆变器古俊银 1, 吴红飞, 陈国呈 1, 邢岩 (1. 上海大学机电工程与自动化学院, 上海市闸北区 0007;. 航空电源航空科技重点实验室 ( 南京航空航天大学 ), 江苏省南京市 10016) Sof-swiching Grid-conneced Inverer Wih Inerleaved Flyback Topology GU Junyin 1, WU Hongfei, CHEN Guocheng 1, XING Yan (1. School of Mecharonics Engineering and Auomaion, Shanghai Universiy, Zhabei Disric, Shanghai 0007, China;. Aero-Power Science-Technology Cener (Nanjing Universiy of Aeronauics and Asronauics), Nanjing 10016, Jiangsu Province, China) ABSTRACT: A sof-swiching grid-conneced inverer opology wih is sof-swiching algorihm was proposed. Leak inducance energy is recovered and he drain-source volage of he main swich is clamped wih he help of he leak inducance energy recovery circui o improve he conversion efficiency and eliminae he swich-off volage spike of he main swich. A DSP-based resonan sof-swiching algorihm wih variable swiching frequency was proposed o achieve zero volage swiching (ZVS) urning-on of he main swich and improve he elecromagneic inerference (EMI) performance of he inverer. The inerleaved flyback opology reduces he volume of he ransformer and filering inducor, and improves he power densiy of he inverer. In-deph analysis was given on he inverer principles and he principle and crieria of variable resonan sof-swiching algorihm. Finally, experimenal resuls were given. KEY WORDS: flyback; grid-conneced inverer; sof swiching; AC module 摘要 : 提出一种应用于单个光伏组件的软开关交错反激并网逆变器拓扑及其软开关控制策略针对反激变压器漏感问题, 提出漏感能量吸收回馈电路, 实现了漏感能量吸收再利用, 并实现了开关管漏源电压的钳位, 提高了变换效率同时降低了开关管关断电压尖峰 ; 提出基于数字处理器的反激变换器变开关频率谐振软开关控制策略, 实现了开关管的零电压开通, 同时改善了逆变器的电磁兼容特性 ; 提出的交错并联反激逆变器有助于减小变压器和滤波器的体积, 提高功率密度详细分析变换器的工作原理, 分析变开关频率谐振软开关控制方式的原理和实现条件, 最后进行实验验证关键词 : 反激 ; 光伏并网逆变器 ; 软开关 ; 交流组件 0 引言随着能源短缺与环境污染问题的日益严重, 太阳能已经成为一种非常具有潜力的新能源, 而光伏并网发电是当前利用太阳能的主要方式之一 [1-] 传统的光伏发电系统中, 一般通过将多个光伏组件组成光伏阵列来获得足够高的直流电压, 再通过并网逆变器将电能并入电网该种方式很难保证每个光伏组件都工作在最大功率点, 且当整个阵列的部分组件被遮挡时, 光伏阵列的输出功率会发生大范围变化, 因此整体发电效率受到影响为了克服上述问题, 交流组件的概念被提出 [3] 交流组件逆变器 (AC module inverer,acmi) 是与单个光伏组件相连接的并网逆变器, 由于每个逆变器只与一个光伏组件相连, 消除了光伏阵列中由于各个组件不匹配而产生的功率损耗, 能够对每个组件单独实现最大功率点跟踪, 而且只需单级功率变换, 具有更优的发电效率另外, 由于可以生产出标准的模块, 所以系统扩展简单易行, 因此成为了研究的热点 [-9] 由于单个光伏组件输出的功率较小, 因此研究适合中小功率的变换效率高控制方式简单成本低的 ACMI 成为需要解决的关键问题反激变换器具有结构简单成本低适合中小功率场合应用的优点, 当变换器工作于临界电流模式 (boundary curren mode,bcm) 或断续电流模式 (disconinuous curren mode,dcm) 时具有电流源特性 [10], 因此用作小功率并网逆变器时, 采用数字信号处理器 (digial signal processor,dsp), 只需要结合锁相环 (phase-locked loop,pll) 就能实现并网电流的控制, 不需要采用电流闭环, 控制简单, 在 ACMI 领域获得了广泛的研究, 并提出和发展了多种适用于光伏

2 第 36 期古俊银等 : 软开关交错反激光伏并网逆变器 1 [5-9, 组件的反激式光伏并网逆变器 11-1] 为提高功率密度减小变压器体积,ACMI 的开关频率很高, 由此导致开关损耗增大, 变换效率降低另一方面, 由于光伏组件输出的电压较低, 而电网电压的峰值较高, 因此变压器原边匝数很少, 导致变压器漏感所占激磁电感的比例明显增大, 漏感不仅导致变换效率降低, 同时会引起开关管关断电压尖峰过高, 严重时击穿开关管, 因此采用反激变压器不易高效率地传输能量 [13-15] 提高变换效率和可靠性是反激式 ACMI 需要解决的关键问题本文提出一种新型软开关交错反激式 ACMI 通过引入漏感能量吸收回馈电路, 将漏感能量回馈到电源输入端, 同时实现了开关管关断电压的钳位, 减小了开关管关断电压尖峰 ; 并提出一种采用 DSP 的变开关频率软开关反激变换器控制策略, 实现了开关管的零电压开通 ; 多路交错方案减小了反激变压器的峰值功率, 能够减小变压器磁芯体积, 提高功率密度, 减小变压器损耗, 提高变换效率, 同时减小了并网电流的高频纹波 1 拓扑结构与控制原理 1.1 拓扑构成本文提出的软开关交错反激 ACMI 主电路如图 1 所示变换器由交错并联反激电路逆变环节及漏感能量吸收回馈电路 ( 图中虚线部分所示 )3 部分构成, 反激电路与逆变环节共同组成逆变电路其中,S 1 S 分别为两路反激变换器的主开关管 ; D 1 D 分别为两路反激变换器输出整流二极管 ; N P1 N P 及 N S1 N S 分别为反激变压器 T 1 及 T 的原边和副边 ; 逆变电路由开关管 S 3 S 6 构成漏感能量吸收回馈电路由与反激变压器直接相连的能量回馈二极管 D a1 D a 及 Buck 电路构成,D a1 与 D a 同时起到开关管漏源电压钳位的作用,Buck 电路将漏感能量回馈到输入端, 同时起到调节钳位电容电压的作用 1. 控制原理 1..1 系统控制原理图 1 所示的 ACMI 并网系统中, 最大功率点跟踪 (maximum power poin racking,mppt) 控制器及 PLL 都由 DSP 实现 MPPT 的输出提供并网功率的基准值 ;PLL 的输出提供并网电流的电角度及电网电压幅值 DSP 根据并网功率的大小及电网电压电角度实时计算得到反激变换器开关管的开关周期及占空比, 进而实现并网功率的控制同时,DSP 根据电网电压的瞬时值, 计算得到反激变换器变压器反射电压的大小, 通过控制漏感吸收电路即 Buck 变换器的开关管, 使得漏感吸收电容 C a 的电压跟踪变压器反射电压与输入电压之和, 进而实现漏感能量的吸收和反激变换器开关管关断电压的钳位 1.. 逆变电路的控制变换器采用全数字控制, 两路反激变换器交错导通, 结合软开关控制策略, 反激变换器原边主开关管的开关频率和占空比由 DSP 根据输入电压输出电压及输出功率的变化实时运算得到, 反激变换器输出电流 i D 的包络线为半波正弦, 经输出滤波电路得到平滑的半波正弦形状的输出电流 i o, 经开关管 S 3 S 6 构成的全桥电路后得到相位与电网电压一致的正弦并网电流全桥逆变电路功率开关管 S 3 (S 5 ) 与 S (S 6 ) 在电网电压频率下互补工作, 当电网电压为正时,S 3 (S 5 ) 导通, 反之,S (S 6 ) 导通由于开关管 S 3 S 6 的开通与关断仅在电网电压换相时刻, 此时开关管 S 3 S 6 的电压及电流均为零, 因此开关管 S 3 S 6 的开关损耗非常小图为并网逆变器主要工作波形图 S1 S S3(S5) S(S6) u Cin D a L a S a C a D a D a1 T 1 T i D L o * * N p1 N p D 1 D i o S 3 i D1 i D S 1 S N s1 N s * * C o S 6 S i G S 5 i D1 i D i G 图 1 软开关交错反激光伏并网逆变器主电路 Fig. 1 Topology of he grid-conneced inverer based on sof-swiching inerleaved fly-back converer 图并网逆变器主要工作波形 Fig. Principle waveforms of he inverer

3 中国电机工程学报第 31 卷在上述控制方案下, 反激变换器输出的峰值功率等于并网逆变器输出的峰值功率, 而反激变压器需要按照峰值功率进行设计, 采用多路交错并联后, 变压器的峰值功率可以成倍减小, 进而减小变压器体积, 减小磁芯损耗另一方面, 采用交错并联方案后, 副边等效开关频率可以成倍提高, 因此可以减小输出滤波器的体积, 以及减小输出电流高频纹波 1..3 漏感能量吸收回馈电路的控制漏感能量吸收回馈电路将变压器漏感能量回馈到输入端, 同时调节钳位电容 C a 的电压, 使钳位电容电压跟随输入电压与电网电压反射电压之和, 即 D a1 D a 与 D 1 D 同步导通, 因此只有漏感部分能量被 C a 吸收, 而主电感能量则传输到副边由于该部分电路与主电路相互独立, 控制电路互不影响, 因此可以采取多种控制方式图 3 为采用固定开关频率控制时的控制框图, 钳位电容电压与处理器实时计算得到的电压基准比较得到的误差信号经 PI 调节器得到控制电压, 控制电压与三角载波比较得到开关管 S a 的占空比信号, 进而调节钳位电压 u Ca 的值图 3 中,N=N S1 :N P1 =N S :N P,Sa 为开关管 S a 的驱动信号 Fig. 3 uin N u ca PI 三角载波比较器 Sa 图 3 漏感能量吸收回馈电路控制框图 Conrol block diagram of he leakage inducor energy recovery circui BCM 及谐振软开关实现.1 BCM 分析设光伏阵列输出电压为 u, 由于并网电流与电网电压同频同相, 因此逆变器输出瞬时功率为 p = P sin ϕ (1) o op G 式中 :P op 为逆变器输出峰值功率 ;φ G 为电网电压电角度, 则 P = U I () op Gp Gp 式中 U Gp 和 I Gp 分别为电网电压和并网电流峰值变换器工作于 BCM 则意味着变压器励磁时间和去磁时间之和等于开关周期 T S, 设开关管占空比为 d, 则有 dtsu = (1 d) TS (3) N 由式 (3) 得到占空比 : d = Nu u G () 每个开关周期内, 每路反激变换器输出的能量为 1 E1 = LpiSp (5) 式中 :L p 为变压器原边电感 ;i Sp 为开关周期内原边电流的峰值 : u isp = dts (6) L 由于反激变换器的开关频率远高于工频频率, 在一个开关周期内, 近似认为并网逆变器输出的功率恒定, 则并网逆变器输出的能量为 op G S p E = P sin ϕ T (7) 每个开关周期内, 交错并联的两路反激变换器输出的能量之和等于并网逆变器的输出能量, 即 E 1 =E, 也即 Li = P sin ϕ T (8) psp op G S 由式 (8) 及式 (6), 得到 sinϕg TS = LpPop( ) (9) u d. 谐振软开关分析每个开关周期内, 反激变压器副边电流为零后, 如果不开通原边主开关管, 则变压器原边电感 L p 开始与开关管漏极和源极之间的电容 C S 谐振, 谐振等效电路及其主要工作波形如图所示谐振周期为 T = π L C (10) r p S 经过 1/ 谐振周期后, 开关管两端电压达到最小值,u DSmin = max(u - /N,0), 当 /N>u 时, 开关管两端电压能够谐振到 0, 即开关管具备零电压开通的条件, 如图 (b) 的虚线所示 ; 当开关管两端电压谐振到 0 后, 电路不再工作在谐振状态, 原边电感电流曲线由正弦变为直线, 即线性下降, 下降斜率为 dilp u = (11) d L 由于电流线性减小的直线为正弦曲线变为直线时该点的切线, 该直线与横轴的交点在正弦曲线过零点的右侧, 所以, 原边电感电流下降斜率小于谐振工作时的下降斜率, 即经过 1/ 个谐振周期后, 原边电感电流仍未下降到零, 开关管仍然满足零电 p

4 第 36 期古俊银等 : 软开关交错反激光伏并网逆变器 3 压开通条件因此, 经过 1/ 个谐振周期后, 开关管漏源电压最小为了使反激变换器原边开关管开通损耗最小, 在变压器去磁结束后, 延迟 T r / 时间再开通开关管即可保证开关管开通损耗最小, 特别地, 当 /N>u 时, 变换器工作在零电压开通状态 u DS u u N u i Lp 0 D S L p C S (a) 谐振等效电路 Tr i Lp u DS Tr u 0 (b) 主要波形图谐振等效电路及主要波形 Fig. Equivalen resonan circui and is main waveforms.3 漏感补偿与谐振周期补偿根据式 () 及式 (9) 计算开关管开关周期及占空比时未考虑变压器漏感及谐振软开关的影响由于反激变压器漏感所占激磁电感的比例较大, 漏感对变压器传输能量的影响不能忽略 ; 另一方面, 并网电流采用开环控制, 为了保证并网电流的正弦度, 保证并网功率等于设定值, 必须对谐振周期的影响进行补偿反激变压器原边电感 L p =L m L s, 其中 L m 为原边激磁电感,L s 为原边漏感, 而仅有 L m 参与原副边的能量传递, 由式 (8) 有 : Li msp = Popsin ϕgts1 (1) T S1 为补偿漏感能量后的开关周期, 用 T S1 代替式 (6) 中的 T S 并代入式 (1), 则有 : Pop Lp sinϕg TS1 = [ ] (13) L u d m 通过上文分析可知, 在主开关管开通之前, 开关周期中加入了半个谐振周期时间 T r /, 假设补偿了谐振时间后的开关周期为 T S, 则 T S =T S1 T r /, 考虑了谐振时间后的开关管实际开通时间 T on =dt S x, x 为谐振导致的开通时间的减少量, 则 : u ( dts x ) isp = Lp Li = P sin ϕ T 由式 (1) 可得 msp op G S x op p G S dx ( ) TS Lm u dt (1) P L sinϕ = (15) 由于 x <<T S, 忽略 x 的平方项, 有 : P op p sin G x r S [ L ϕ T = ] = T T S1 (16) L u d d m Td 解得 r x =, 因此, 考虑了漏感及谐振影响后的开关管开通时间 T on 为 Tr Ton = dts x = d( TS ) (17) 因此, 最终的反激变换器开关管开关周期由式 (16) 得到, 开关管的开通时间由式 (17) 计算得到, 其中 T S1 由式 (13) 计算得到,d 由式 () 计算得到按照上述计算即可使开关管工作在软开关状态并且使并网逆变器的并网功率等于设定值, 避免了由于漏感和谐振过程导致的并网电流畸变 3 电路设计 3.1 变压器匝比的选择由上述分析可知, 在光伏电池输出电压及电网电压一定的情况下, 反激变压器原副边匝比与开关管的最大占空比及开关管能够实现零电压开通的电压范围有关变压器副边与原边匝比比值越大, 开关管最大占空比越小, 能够实现零电压开通的电压范围也越小相应地, 变压器副边与原边匝比越小, 副边在原边的反射电压越高, 即开关管耐压越高, 相应地开关管的导通阻抗越大在设计变压器匝比时, 应根据实际需要对开关管最大占空比, 零电压开通电压范围以及开关管的选型作综合考虑 3. 开关频率及变压器原边电感的选取由式 (9) 可知, 在 BCM 情况下, 开关周期与电网电压的电角度有关, 也即与电网电压的瞬时电压大小有关, 电网瞬时电压越低, 开关周期越小, 也即开关频率越高, 实际开关频率不能无限制的提高, 因此只能在一定电网电压范围内使变换器工作在 BCM 模式 BCM 模式对应的最高开关频率对应

以保障流入电网的电流为工频的光滑电流但该电容的引进, 也同时在电网侧引入了无功分量并影响输出功率因数故应综合考虑以上两个因素选取输出电容, 一般上应使得该无功分量小于额定功率的 3% 实验结果与分析本文样机参数 : 额定容量 00 VA, 输入电压直流 30 V, 输出电压交流 0 V, 开关频率范围为 150 ~50 khz, 输入电容容量 C in =8 800 μf,

33 μf, 输出电感 600 μh 实验波形如图 5 所示图 5(a) 为电网电压并网电流 i G 的波形, 从图中可以看到, 并网电流十分光滑 ; 图 5(b) 为两路交错并联反激变换器主开关管的驱动电压波形 u Ds1 u Ds 和漏源电压波形 s1 s, 从图中可以看到, 开关管实现了零电压开通 ; 图 5(c) 为反激变换器主开关管钳位电容电压 u Ca

uca (50 V/ 格 ) 1 3 1 3 u DS S u DS1 S1 (1 μs/ 格 ) ZVS (b) 反激主开关管驱动和漏源电压 u ca u DS1&u DS ZVS ( ms/ 格 ) (c) 钳位电容电压和反激开关管漏电压及电网电压图 5 实验波形 Fig.

5 中国电机工程学报第 31 卷着最低电网电压瞬时值的大小 3.3 输入及输出电容的选择输入电容的作用是在光伏组件输出功率和并网功率之间提供被动的能量耦合, 其取值原则是在一个功率周期 ( 即 1/ 电网电压周期 ) 内使得侧电压波动维持在允许范围内, 一般上取满载时电压纹波小于 5% 侧电压的波动, 意味着 MPPT 不能真实实现而引起的系统发电量损失由于并网功率周期为低频, 因此输入电容容量必然很大输出电容则是将开关频率的高频电流滤掉, 以保障流入电网的电流为工频的光滑电流但该电容的引进, 也同时在电网侧引入了无功分量并影响输出功率因数故应综合考虑以上两个因素选取输出电容, 一般上应使得该无功分量小于额定功率的 3% 实验结果与分析本文样机参数 : 额定容量 00 VA, 输入电压直流 30 V, 输出电压交流 0 V, 开关频率范围为 150 ~50 khz, 输入电容容量 C in =8 800 μf, 变压器原副边匝比 1:6, 原边激磁电感 L m =6 μh, 原边漏感 L k =0. μh, 原边开关管为 FDB53, 主开关管漏源间电容. μf( 含开关管 DS 间寄生电容 ), 副边开关管 17N80, 副边整流二极管 R810S3S, 输出电容 0.33 μf, 输出电感 600 μh 实验波形如图 5 所示图 5(a) 为电网电压并网电流 i G 的波形, 从图中可以看到, 并网电流十分光滑 ; 图 5(b) 为两路交错并联反激变换器主开关管的驱动电压波形 u Ds1 u Ds 和漏源电压波形 s1 s, 从图中可以看到, 开关管实现了零电压开通 ; 图 5(c) 为反激变换器主开关管钳位电容电压 u Ca 漏源电压及电网电压的波形, 从图中可以看到, 钳位电容电压很好的跟踪了电网电压的反射电压值, 实现了主开关管电压的钳位和漏感吸收实验结果表明了本文理论分析的正确性 ig(1 A/ 格 ) (100 V/ 格 ) 1 i G ( ms/ 格 ) (a) 电网电压和并网电流 S1,S (10 V/ 格 ) S (50 V/ 格 ) uds1,uds (50 V/ 格 ) uds1 uds uca (50 V/ 格 ) u DS S u DS1 S1 (1 μs/ 格 ) ZVS (b) 反激主开关管驱动和漏源电压 u ca u DS1&u DS ZVS ( ms/ 格 ) (c) 钳位电容电压和反激开关管漏电压及电网电压图 5 实验波形 Fig. 5 Experimenal waveforms 样机整体效率 η 测试曲线如图 6 所示,p o 为输出功率变换器在整个负载范围内均达到了较高的效率, 满载效率达到了 9.%, 表明本文所提出的方案在提高变换器整体效率上的有效性 η/% P o/% Fig. 6 5 结论图 6 效率测试曲线 Curve of efficiency vs oupu power 理论分析和实验结果表明, 本文提出的应用于单个光伏组件的软开关交错反激并网逆变器具有高频电气隔离单级功率变换效率高可靠性高控制简单等优点变压器漏感能量吸收回馈电路的引入, 不仅实现了漏感能量的回馈再利用, 而且实现了开关管电压钳位 ; 通过变频控制, 实现了反激变换器主开关管的软开关, 提高了变换器效率 ; 采用多路交错方案, 减小了每路反激变换器的峰值功率, 从而减小了变压器体积, 减小磁芯损耗, 进一步提高变换效率, 同时有利于减小输出滤波器的体积, 提高功率密度 ; 提出的谐振软开关及漏感补偿方案保证了并网电流良好的质量

6 第 36 期古俊银等 : 软开关交错反激光伏并网逆变器 5 致谢论文的研究工作得到了英伟力新能源科技 ( 上海 ) 有限公司的大力支持与赞助, 本文中实验方案的制定和实验数据的测量记录工作是在英伟力新能源科技 ( 上海 ) 有限公司顾桂磊等工作人员的大力支持下完成的, 在此向他们表示衷心的感谢参考文献 [1] 杨水涛, 丁新平, 张帆, 等.Z- 源逆变器在光伏发电系统中的应用 [J]. 中国电机工程学报,008,8(17): Yang Shuiao,Ding Xinping,Zhang Fan,e al.sudy on Z-source inverer for phoovolaic generaion sysem [J].Proceedings of he CSEE,008,8(17):11-118(in [] Li Quan, Wolfs P. A review of he single phase phoovolaic module inegraed converer opologies wih hree dirreren DC link configuraions[j].ieee Trans. on Power Elecronics,008,3(3): [3] Yasuki S,Wada K,Shimizu T,e al.a novel AC phoovolaic module sysem based on he impedance-admiance conversion heory [C]//IEEE Power Elecronics Specialiss Conference.Canada:IEEE, 001: [] Rodriguez C,Amaraunga G A J.Long-lifeime power inverer for phoovolaic AC modules[j]. IEEE Transacion on Indusrial Elecronics,008,55(7): [5] Kyrisis A C,Taakis E C,Papanikolaou N P.Opimum design of he curren-source flyback inverer for decenralized grid-conneced phoovolaic sysems [J].IEEE Transacions on Energy Conversion,008, 3(1): [6] Rodriguez C,Amaraunga G A J.Long-lifeime power inverer for phoovolaic AC modules[j]. IEEE Transacion on Indusrial Elecronics,008,55(7): [7] Shimizu T, Wada K, Nakamura N. Flyback-ype single-phase uiliy ineracive inverer wih power pulsaion decoupling on he DC inpu for an AC phoovolaic module sysem[j].ieee Transacions on Power Elecronics,006,1(5): [8] Kyrisis A C,Papanikolaou N P,Taakis E C,e al.design and conrol of a curren source flyback inverer for decenralized grid-conneced phoovolaic sysems [C]//European Conference on Power Elecronics and applicaions.dresden:ieee,005:1-10. [9] Kjaer S B,Pedersen J K,Blaabjerg F B.A review of single-phase grid-conneced inverers for phoovolaic modules[j].ieee Trans. on Indusry Applicaios,005, 1(5): [10] 陈道链, 李磊, 刘剑, 等. 电流源高频交流环节 AC/AC 变换器研究 [J]. 中国电机工程学报,00,(): Chen Daolian,Li Lei,Liu Jian,e al.research on curren mode AC/AC converers wih high frequency AC Link[J].Proceedings of he CSEE,00,():98-101(in [11] 张超, 何湘宁. 一种用于光伏发电系统的新型高频逆变器 [J]. 电力系统自动化,005,9(19):51-5. Zhang Chao,He Xiangning.A novel high-frequency DC link inverer for grid-conneced phoovolaic sysem [J].Auomaion of Elecric Power Sysems,005,9(19): 51-5(in [1] Kjaer S B,Blaabjerg F.Design opimizaion of a single phase inverer for phoovolaic applicaions[c]//ieee Power Elecronics Specialiss Conference.Mexico:IEEE, 003: [13] 张方华, 严仰光. 变压器匝比不同的正反激组合式双向 DC-DC 变换器 [J]. 中国电机工程学报,005,5(1): Zhang Fanghua,Yan Yangguang.Forward-flyback hybrid BDC wih differen forward and flyback ransformer uren raio[j].proceedings of he CSEE,005,5(1):57-61(in [1] 张方华, 严仰光. 高频耦合 AC-AC 变压器的研究 [J]. 中国电机工程学报,005,5(1): Zhang Fanghua, Yan Yangguang. Research on high-frequency-linked AC-AC ransformer [J].Proceedings of he CSEE,005,5(1):16-151(in [15] 潘尚智, 钱照明, 雷娜. 一种新型的通用单 / 双正极性直流变压器电路仿真平均模型 [J]. 中国电机工程学报, 001,1(6):58-6. Fan Shangzhi,Qian Zhaoming,Lei Na.A novel average model for unified forward DC-DC converer [J].Proceedings of he CSEE,001,1(6):58-6(in 古俊银收稿日期 : 作者简介 : 古俊银 (1965), 男, 博士研究生, 研究方向为新能源并网技术,junyin_gu@ yahoo.com.cn ( 责任编辑吕鲜艳 )

6 CCM Boos 45 v L1 v v L D1 v D3 C 1 C vc vc 1 v in S R ESR1 R ESR 1 maximum power poin racking MPPT Fig. 1 DC DC 1. CCM Boos S CCM Boos 1 a C 1 i L D

6 CCM Boos 45 v L1 v v L D1 v D3 C 1 C vc vc 1 v in S R ESR1 R ESR 1 maximum power poin racking MPPT Fig. 1 DC DC 1. CCM Boos S CCM Boos 1 a C 1 i L D 16 6 1 6 ELECTRI C MACHINES AND CONTROL Vol. 16 No. 6 Jun. 1 CCM Boos 6131 CCM Boos CCM Boos CISM IISM CISM IISM CCM Boos CISM IISM CCM Boos CISM CISM IISM Boos TM 46 A 17 449X 1 6 44 6 Energy ransmission