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1 010 年 6 月电工技术学报 Vol.5 o. 6 第 5 卷第 6 期 RAACIO OF CHIA EECROECHICA OCIEY Jun. 010 双向大升压比直流变换器型逆变器陈道炼 ( 福州大学电力电子与电力传动研究所福州 ) 摘要提出并深入研究了双向大升压比直流变换器型逆变器电路拓扑控制策略稳态原理特性电压传输比的推导方法和关键电路参数的设计准则, 给出了仿真和原理实验结果这种逆变器是由两个相同的输出反相的低频正弦脉动直流电压的双向功率流大升压比的直流变换器以差动电路构成理论分析仿真和原理实验结果表明, 这种逆变器具有电路拓扑简洁双向功率传递升压比大功率密度高输入电流纹波小控制简单负载短路时可靠性高应用前景广泛等优点, 为实现大升压比的大容量逆变器奠定了关键技术基础关键词 : 升压直流变换器大升压比逆变器双向功率流低频正弦脉动直流电压中图分类号 : M464 B-Drectonal DC/DC Converter Mode Inverter Wth Hgh Voltage ransmsson Rato Chen Daolan Abstract (Fuzhou nversty Fuzhou Chna) he crcut topology, control strategy, characterstc of steady prncple, derved method of voltage transmsson rato,and desgn crtera of key crcut parameters of the bdrectonal Boost DC/DC converter mode nverter wth hgh voltage transmsson rato are proposed and deeply nvestgated n the paper. he smulaton analyss and the prncple test results are gven. hs knd of nverter s dfferentally consttuted of two same b-drectonal Boost DC/DC converters wth hgh voltage transmsson rato whch produce out of phase low-frequency snusodal pulsate DC output voltage. he theoretcal analyss, the smulaton and the prncple test results demonstrate that ths knd of nverter whch have the advantages of smple topologes, b-drectonal power transmsson, hgh voltage transmsson rato, hgh power densty, small nput current rpple, smple control, hgh relablty under short-crcut, wde applcaton prospect and so on, and provde key techncal fundamental for large capacty nverter wth hgh voltage transmsson rato. Keywords:Boost DC/DC converter, hgh voltage transmsson rato, nverter, b-drectonal power flow, low-frequency snusodal pulsate DC voltage 国家自然科学基金 ( ) 福建省自然科学基金 (E06000) 和中国高校博士学科点基金 ( ) 资助项目 1 引言人们对 Buck Buck-Boost 型逆变技术的研究, 已取得了显著的研究成果 [1-6] Buck 型拓扑本质上属于降压性质的拓扑, 特别用来实现降压中大容量电能的逆变, 广泛应用于各工业场合, 如不间断电源 (P) 等 [7] ;Buck-Boost 型拓扑本质上属于升 / 降压性质的拓扑, 仅适合用来实现小容量电能的逆变 [5-6] 如果要求 Buck 型逆变器的输出电压高于输入电压, 可以采取如下两种措施 : 1 采用输出工频变压器升压, 从而导致体积和重量大音频噪声大等缺点 [1] 在输入直流电源与逆变器之间加一级 Boost DC/DC 变换器或高频电气隔离 DC/DC 变换

2 56 电工技术学报 010 年 6 月器, 这种方案增加了一个功率变换级, 存在体积重量成本变换效率不理想等缺点 [8] Boost 型变换器由于具有升压性质储能电感位于输入侧输入电流脉动小对电源产生的电磁干扰小负载短路时可靠性高输出容量大等优点, 因而可以克服 Buck 型变换器只能降压输入电流脉动大对电源产生的电磁干扰大负载短路时可靠性低等缺陷以及 Buck-Boost 型变换器输入电流脉动大对电源产生的电磁干扰大输出容量小等缺陷, 在要求升压输入电流纹波小负载短路时可靠性高输出容量大的电能变换场合具有重要的地位和应用价值显然,Boost 型变换器的占空比越大, 其升压比也越大然而, 当 Boost 型变换器的占空比大于 0.88 时, 由于变换器存在内阻, 将会使得变换器的电压传输比降低, 变换器的工作将变得很不稳定, 工程实现也变得很困难 [9] 鉴于上述原因, 具有大升压比的 Boost 型逆变器 ( 如 7VDC/5V400HzAC) 将是逆变技术中新颖的重要研究内容对此, 本文提出并深入研究了双向大升压比 Boost 直流变换器型逆变器电路拓扑控制策略稳态原理特性电压传输比的推导方法和关键电路参数的设计准则, 并给出了仿真和原理实验结果这种逆变器只需较小的占空比就可以获得大的升压比, 在需要大升压比输入电流纹波小负载短路时可靠性高输出容量大的逆变场合具有重要的应用价值 DC/DC converter mode nverter wth hgh voltage transmsson rato 当电源向负载传递功率时, 逆变开关 V V 1 将输入直流电压逆变成叠加有高频分量的低频交流电流 1, 经整流开关 V 1 V 和输出滤波电容后将其变成优质的低频正弦脉动直流电压 u o1 和 u o, 反方向的电流 1 使得输入直流电流较平滑 ; 当负载向电源回馈能量时, 整流开关 V 1 V 工作在逆变状态, 而逆变开关 V V 1 工作在整流状态. 控制策略该逆变器采用电压瞬时值反馈互补控制策略, 其控制原理如图所示所谓电压瞬时值反馈互补控制策略, 系指采用一套控制电路形成两个双向大升压比直流变换器的互补 PWM 控制信号 (a) 控制框图电路拓扑与控制策略.1 电路拓扑双向大升压比直流变换器型逆变器电路拓扑, 如图 1 所示该电路拓扑是由两个相同的输出反相低频正弦脉动直流电压的双向功率流大升压比直流变换器以差动电路构成, 负载 Z 跨接在两个直流变换器的输出端所谓双向功率流大升压比直流变换器, 是指具有抽头储能电感 1 或的双向功率流升压 ( Boost) 直流变换器图 1 双向大升压比直流变换器型逆变器电路拓扑 Fg.1 Crcut topology of the b-drectonal Boost Fg. 图 (b) 原理波形电压瞬时值反馈互补控制原理 he complementary control prncple wth transent voltage feedback 将逆变器输出的正弦交流电压 u o 与基准正弦电压 u r 进行比较, 其误差电压经比例积分调节器后得到了误差电压放大信号 u e, 该误差电压放大信号与三角形载波 u c 进行交截, 就可得到 PWM 信号, 将该 PWM 信号及其反向信号经延时整形电路后分别用来驱动功率开关 V 和 V V 1 和 V 1, 驱动信号在忽略死区时间情况下满足互补关系 : ugv = ugv1 = ugv1 采用该控制方案, 两个变换器能够输出相位相差 180 叠加有相同直流分量

3 第 5 卷第 6 期陈道炼双向大升压比直流变换器型逆变器 57 的低频正弦脉动直流电压 u o1 和 u o, 负载 Z 上可以获得高质量的低频正弦交流电压 u o 因此, 当输入电压或负载变化时, 通过调节 PWM 信号的占空比, 便可实现逆变器输出电压的稳定与调节需要说明的是, 由于每个直流变换器中的 1 均为有中心抽头的储能电感, 故有中心抽头的储能电感在储能与释能的转换时刻磁动势保持平衡, 即 1 = / 1 = 1 1 /, 与 1 1 与分别为储能电感与 1 1 与所对应的匝数 3 稳态原理特性 3.1 一个低频输出电压周期内的四种工作模式逆变器在一个低频输出电压周期内的稳态原理波形, 如图 3 所示限于篇幅, 仅分析容性负载情形, 一个低频输出电压周期内的稳态原理波形可分为 6 个工作区间 t 0 ~t 1 区间 u o <0, o >0, 1 >0, <0, 变换器 Ⅰ 正向传递能量, 工作在 Boost 状态, 变换器 Ⅱ 反向回馈能量, 工作在 Buck 状态 ; 正向传递的能量小于反向传递的能量, 其差值为输出交流负载回馈到输入直流电源的能量, 逆变器工作在模式 B t 1 ~t 区间 u o >0 o >0 1 >0 <0, 变换器 Ⅰ 正向传递能量, 工作在 Boost 状态 ; 而变换器 Ⅱ 反向回馈能量, 工作在 Buck 状态 ; 正向传递的能量大于反向传递的能量, 其差值为输入直流电源提供给输出交流负载的能量, 逆变器工作在模式 A t ~t 3 区间 u o >0, o >0, 1 <0, >0, 变换器 Ⅰ 反向回馈能量, 工作在 Buck 状态 ; 变换器 Ⅱ 正向传递能量, 工作在 Boost 状态 ; 正向传递的能量大于反向传递的能量, 其差值为输入直流电源提供给输出交流负载的能量, 逆变器工作在模式 D t 3 ~t 4 区间 u o >0, o <0, 1 <0, >0, 变换器 Ⅰ 反向回馈能量, 工作在 Buck 状态, 变换器 Ⅱ 正向传递能量, 工作在 Boost 状态 ; 正向传递的能量小于反向传递的能量, 其差值为输出交流负载回馈到输入直流电源的能量, 逆变器工作在模式 C t 4 ~t 5 区间 u o <0, o <0, 1 <0, >0, 变换器 Ⅰ 反向回馈能量, 工作在 Buck 状态, 变换器 Ⅱ 正向传递能量, 工作在 Boost 状态 ; 正向传递的能量大于反向传递的能量, 其差值为输入直流电源提供给输出交流负载的能量, 逆变器工作在模式 D t 5 ~t 6 区间 u o <0, o <0, 1 >0, <0, 变换器 Ⅰ 正向传递能量, 工作在 Boost 状态, 变换器 Ⅱ 反向回馈能量, 工作在 Buck 状态 ; 正向传递的能量大于反向传递的能量, 其差值为输出交流负载回馈到输入直流电源的能量, 逆变器工作在模式 A 逆变器在容性负载时一个低频输出电压周期的工作模式顺序为 BADCDA 同样分析可知, 逆变器在感性阻性负载时一个低频输出电压周期的工作模式顺序分别为 CBABCD 和 AD (a) 感性负载

4 58 电工技术学报 010 年 6 月常规 Buck Buck-Boost 型逆变器的工作模式存在较大的区别表逆变器的四种工作模式 ab. Four operaton modes of the proposed nverter 模式变换器 Ⅰ 能量变换器 Ⅱ 状态 A Boost( 1 >0) 大于 Buck( <0) 电源输出能量 B Boost( 1 >0) 小于 Buck( <0) 负载回馈能量 C Buck( 1 <0) 大于 Boost( >0) 负载回馈能量 D Buck( 1 <0) 小于 Boost( >0) 电源输出能量 (b) 容性负载 3. 一个高频开关周期内的工作模式逆变器在一个高频开关周期内的工作模式, 就是双向大升压比直流变换器在一个高频开关周期内的工作模式每个双向带抽头储能电感 Boost 直流变换器在一个高频开关周期内储能电感只存在电流连续模式 ( CCM), 而不可能出现临界 CCM 和电流断续模式 ( DCM), 但可能存在三种不同储能电感电流模式, 即储能电感电流大于零过零和小于零, 如图 4 所示 (a) 电路拓扑 (b) 一个高频开关周期内的储能电感电流 (c) 阻性负载图 3 不同负载时逆变器在一个低频输出电压周期内的稳态原理波形 Fg.3 teady prncple waveforms of the nverter wthn low frequency output voltage perod under dfferent load A B C D 四种工作模式见下表这种逆变器的工作模式与常规双向功率流 Boost 直流变换器图 4 双向 Boost 直流变换器拓扑及其一个高频开关周期内的储能电感电流波形 Fg.4 Crcut topology and storage nductance current wthn one hgh frequency swtchng perod of bdrectonal Boost DC-DC converter 在一个高频开关周期内, 当储能电感电流 1 大于零时, 能量由输入电源流向输出负载, 相当于单向 Boost 变换器 ; 当储能电感电流小于零时, 能量由输出负载回馈到输入电源, 相当于单向 Buck 变换器 ; 当电感电流 1 过零时, 相当于单向 Boost 变换器与单向 Buck 变换器的组合, 此时

5 第 5 卷第 6 期陈道炼双向大升压比直流变换器型逆变器 59 有 6 个工作模态, 等效电路如图 5 所示 t 0 ~t 1 :t 0 时刻前,VD 续流,t 0 时 V ZV 开通, 电感电流流通 V, 1 在的作用下增大 t 1 ~t :t 1 时刻, 电感电流过零并继续增大, t 时刻电感电流 1 达到最大值 t ~t 3 :t 时刻,V 关断,VD 1 自然续流, 电感电流 1 在 u o 作用下减小 t 3 ~t 4 :t 3 时刻,V 1 ZV 导通, 取得同步整流效果电感电流通过 V 1 提供负载能量在此模态中, 电感电流 1 继续减小, t 4 时刻, 电感电流 1 减小到 0 t 4 ~t 5 :t 4 时刻, 电感电流在 u o 的作用下过零, 能量通过 V 1 反向流动, t 5 时刻,V 1 关断, 电感电流达到最小值 1mn t 5 ~t 6 :V 1 关断后 VD 续流,t 6 时刻零电压开通 V, 开始下一个开关周期由模态分析可见, V V 1 是零电压开通 (ZV),VD VD 1 都是自然导通和关断 (e)t 4 ~t 5 (f)t 5 ~t 6 图 5 电感电流过零模式时的开关等效电路 Fg.5 Equvalent crcuts wthn one hgh frequency swtchng perod when nductance current through zero mode 3.3 双向大升压比直流变换器型逆变器的稳态外特性双向大升压比直流变换器型逆变器在导通期间 D 和截止期间 (1D) 的等效电路, 如图 6 所示为分析方便, 设电路各元器件工作在理想状态, 只考虑阻性负载情况, 即 Z =R (a)t 0 ~t 1 (a) 导通期间 D (b)t 1 ~t (b) 截止期间 ( 1D) (c)t ~t 3 (d)t 3 ~t 4 图 6 逆变器导通期间 D 和截止期间 ( 1D) 的等效电路 Fg.6 Equvalent crcuts n turn-on perod D and turnoff perod(1d) of the nverter 图 6a 所示等效电路的状态方程为 d u (1) duo1 uo uo uo1 C1 () R R d 1 o M u u duo uo C + R (3) (4)

6 60 电工技术学报 010 年 6 月图 6b 所示等效电路的状态方程为 d 1 M 1 uo1 u (5) duo1 uo C1 1 R (6) d 1 1 u duo u C R 令 M k, 当 k=1 时, 1 o 1 1 (7) (8) ( 1 ) 1 + 1, 1 = 1 1 d1 d M + 1, 即将式 1 1 d d1 代入式 (3)~ 式 (6) 可得 1 d u u 1 1 o 1 C o o 1 R 1 du u d u u o1 1 du C o1 o 1 1 R u (9) (10) () (1) 由式 (1) 式() 式(7)~ 式 (1) 求解, 令 d d1 duo1 duo 0 0, 得到状态变量在一个开关周期内的平均值为 I I o1 1 D D (1 ) 1 D 1 (D 1) o D R (1 D) DR o 1 (1 D) D D 1 (D 1) o 1 D R (1 D) D R D 1 1 o o1 o D(1 D) (13) (14) (15) (16) (17) 1 1 (D 1) 1 (1 D) DR I I (18) 1 (D 1) I1 I1 (19) 1 (1 D) D R 由式 (17) 可知逆变器的电压传输比为 o 1 (D 1) M (0) D (1 D ) 由式 (0) 可知, 由于 1 / >1, 故该逆变器的电压传输比将高于基本双向 Boost 直流变换器型逆变器的电压传输比 ( D1)/[D(1D)], 因而称为双向大升压比直流变换器型逆变器储能电感电流在初值等于零时的负载电流为 I G I o ( D )(1 D) 1 [(1 D) ] D 1 1 D(1 D) 1 (1 D) D 1 式中, (D )= 0 (1) D / 1 [(1D) ]= (1D) / 式(1) 就是理想情形且在一个开关周期内储能电感初值电流为零时的外特性双向大升压比直流变换器型逆变器的外特性 o /( 1 / )=f(i o ), 如图 7 所示纵坐标为一个开关周期内储能电感电流初值等于零时的外特性, 由式 ( 1) 决定 ; 纵坐标左右半平面分别为一个开关周期内储能电感电流初值小于零大于零时的外特性, 实线为理想情形时外特性, 由式 (0) 决定, 虚线为实际情形时的曲线, 可见随负载的增加, 输出电压逐渐下降图 7 双向大升压比直流变换器型逆变器的外特性

7 第 5 卷第 6 期陈道炼双向大升压比直流变换器型逆变器 61 Fg.7 ormalzed output characterstc of the proposed nverter 4 关键电路参数的设计 4.1 电压传输比该逆变器的电压传输比由式 ( 0) 决定 4. 储能电感功率开关 V 导通时, 电感电流的脉动量为 = D /, 即 D max 1 ( 1 / ) () (3) (4 (5) 式中, 电感电流的脉动量按 =10%I p 选取式 (14) 式(18) 分别为储能电感 1 在一个开关周期内的电流平均值, 从而可得储能电感 1 瞬时值和有效值电流分别为 1 D1 ( n1) D n n Irms D1 ( n1) ( n1) Dn n ( 1) n (6) 1 K Dk K = 1 s ( K 1) ( K 1) D k K 1 K 1 1 n I1rms D 1 (D 1) 1 D1 ( n1) Dn t D 0 (1 D) DR 1 n K 1 (7) ( K 1) Dk K 1 式 (4)~ 式 (7) 中,n=/ 4.3 滤波电容 C 1 duo1 功率开关 V 导通时 o C1, 可知电容电压纹波为 u o1 = o D s /C 1, 即 o D C1 u max 式中, 电容电压纹波取 u o1 =0.5% o1max 4.4 功率开关的选择功率开关 V V 1 的电压应力为 dv dv1 o1 1 1 Dmax o1 (8) (9 ) 在一个高频开关周期内功率开关 V 1 的电流平均值和有效值分别为 1 D IV1avg V1 d t 0 ) 1 I t ( k 1) D ( k 1) t ( k 1) D k 1,, n D (1 D) I1 t ( k 1) 1 (1 D) ( k 1) D t k k 1,, n D (1 D) I t k 1 1 ( ) 1 (1 D) 1 ( k 1) D t k k 1,, n 1 D IV1rms V1 0 1 D 1 ( 1) D 1-0 (1 D) DR (30) t D (31) 功率开关 V 1 V 的电压应力为 1 1 dv1 dv o1 1 Dmax (3) 在一个高频开关周期内功率开关 V 的电流平均值和有效值分别为 1 I Vavg V D 1 1 (D 1) D (1 D) t D (1 D) DR 1(1 D) (33)

8 6 电工技术学报 010 年 6 月 1 IVrms V D 1 1 (D 1) D (1 D) t D (1 D) DR 1(1 D) (34) 5 原理实验设计实例 : 额定容量 =50VA, 输入电压 =(1873)VDC, 输出电压 o =5V(400HzAC), 开关频率 f s =50kHz, 输入储能电感 = 1 =80H, 1 = =500H, 1 / =7/, 输出滤波电容 C 1 = C =10F 双向大升压比直流变换器型逆变器的原理实验波形, 如图 8 所示由原理实验结果可知 : 1 功率开关 V V 1 的漏源电压在一个输出电压周期内出现正弦波包络线, 如图 8a 所示两个变换器输出相位相差 180 叠加有相同直流分量的低频正弦脉动直流电压 u o1 和 u o, 如图 8b 所示 3 负载 Z 上获得了高质量的 5V400Hz 正弦交流电压 u o, 如图 8c 所示原理实验结果与理论分析一致 (a) 功率开关 V 和 V 1 驱动电压和漏源电压 (c) 输出电压 u o 图 8 双向大升压比直流变换器型逆变器的原理实验波形 Fg.8 Prncple expermental waveforms of the proposed nverter 6 结论 (1) 双向大升压比直流变换器型逆变器电路拓扑, 是由两个相同的输出反相低频正弦脉动直流电压的双向功率流带抽头电感的 Boost 直流变换器以差动电路构成 () 双向大升压比直流变换器型逆变器, 采用一套控制电路形成两个双向功率流 Boost 直流变换器的互补 PWM 控制信号, 即电压瞬时值反馈互补控制策略 (3) 这种逆变器在一个低频输出电压周期内存在四种工作模式, 在感性容性和阻性负载时的工作模式分别为 CBABCD BADCDA AD, 与双向 Boost 直流变换器 Buck Buck-Boost 型逆变器工作模式存在本质的区别 (4) 每个双向带抽头电感 Boost 型直流变换器在一个高频开关周期内储能电感电流可能存在大于零过零和小于零三种模式, 与单向 Boost 型直流变换器存在重要区别 (5) 给出了逆变器的标幺外特性和关键电路参数设计准则, 与 Buck Buck-Boost 型逆变器存在本质上的区别 (6) 原理实验结果证实了所提出的电路拓扑控制策略和理论分析的正确性参考文献 (b) 输出电容电压 u o1 和 u o [1] 陈国呈. 新型电力电子变换技术 [M]. 北京 : 中国电力出版社, 004. [] 陈道炼. 并联高频脉冲直流环节逆变器研究 [J]. 电

9 第 5 卷第 6 期陈道炼双向大升压比直流变换器型逆变器 63 工技术学报, 006, 1(1): Chen Daolan. Parallel nverters wth hgh frequency pulse DC lnk[j]. ransactons of Chna Electrotechncal ocety, 006, 1(1): [3] 陈道炼. 静止变流器 [M]. 哈尔滨 : 哈尔滨工业大学出版社, 004. [4] 陈道炼, 等. 组合式三相高频脉冲直流环节逆变器研究 [J]. 中国电机工程学报, 005, 5(8): Chen Daolan, et al. Combned three-phase nverter wth hgh frequency pulse DC lnk[j]. Proceedngs of the CEE, 005, 5(8): [5] 陈道炼, 等. 推挽双向电流源高频环节航空静止变流器研究 [J]. 电工技术学报, 00, 17(4): Chen Daolan, et al. Research on push-pull bdrectonal current mode avaton statc nverter wth hgh-frequency lnk[j]. ransactons of Chna Electrotechncal ocety, 00, 17(4): [6] an Guanghu, et al. ovel sngle-stage solated buck-boost nverter based on mproved PWM control method[c]. IEEE IPEMC, 006, 3: 1-5. [7] 王归新, 等. P 逆变器电压控制的 Delta 调制策略研究 [J]. 中国电机工程学报, 004, 4(9): Wang Guxn, et al. tudy on voltage-controlled delta-modulated P nverter control scheme[j]. Proceedngs of the CEE, 004, 4(9): [8] Huang Chenmng, et al. A novel constant power control crcut for HID electronc ballast[j]. IEEE ransactons on Power Electroncs, 007, (5): [9] 张占松, 蔡宣三. 开关电源的原理与设计 ( 修订版 ) [M]. 北京 : 电子工业出版社, 004. 作者简介 : 陈道炼男,1964 年生, 教授, 博士生导师, 研究方向为电力电子

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