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合凡戚
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1 2015 年 8 月电工技术学报 Vol.30 No. 16 第 30 卷第 16 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Aug 一种用于光伏逆变器的新型功率解耦电路杨晓光姜龙斌冯俊博孙传杰梁昊天 ( 河北工业大学电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室天津 ) 摘要提出了一种用于光伏逆变器的新型功率解耦电路其中, 两个解耦电容的电压叠加起来以提供直流母线电压, 一个双向 Buck/Boost 变换器连接在两个解耦电容之间, 使得能量可以在两个解耦电容之间双向传递本文对新型功率解耦电路的工作原理进行了详细分析, 给出了解耦电容的参数设计, 解耦电路的控制策略以及功率解耦电容平均电压的控制方法利用 Saber 软件对所提出的功率解耦电路进行仿真研究仿真结果表明所提出的功率解耦电路及其控制策略可以在实现功率解耦功能的同时降低解耦电容的容量和耐压关键词 : 功率解耦单相逆变器光伏 Saber 仿真中图分类号 :TM464 A New Power Decoupling Circuit for Photovoltaic Inverter Yang Xiaoguang Jiang Longbin Feng Junbo Sun Chuanjie Liang Haotian (Province-Ministry Joint Key Laboratory of Electromagnetic Field and Electrical Apparatus Reliability Hebei University of Technology Tianjin China) Abstract This paper presents a new power for PV inverter. In this circuit, two decoupling capacitors are connected in series to provide the dc bus voltage. And a buck/boost inverter is connected between the capacitors in order to achieve two directional energy transfer between them. The operation principles of the power are analyzed in details. The parameter design of the decoupling capacitances, the control strategy, and the average voltage control method of the power decoupling capacitors are given. Simulation analysis of the proposed power was performed with Saber software. Simulation results show that the proposed power decoupling circuit and its control strategy can realize the power decoupling while reducing the decoupling capacitors capacitance and voltage rating. Keywords:Power decoupling, single phase inverter, photovoltaic(pv), Saber simulation 0 引言在单相光伏并网发电系统的实际应用中, 光伏逆变器的输出功率因数接近 1, 其输出电流的波形与电网电压波形同频同相, 输出脉动功率的频率两倍于电网的频率然而, 光伏阵列一般要求运行于最大功率点, 在一个电网周期内, 光伏阵列的输出功率基本恒定因而光伏逆变器的输入不能直接与光伏阵列连接对于上述问题, 传统的解决方法是在逆变器的输入端并联解耦电容, 一般使用电解电收稿日期改稿日期容作为解耦电容单相光伏并网逆变器的直流母线电压约为 400V, 其解耦电容一般为 0.5mF/kW [1], 当功率级别较大, 直流母线上的附加电压过大时, 需要将电解电容串联以满足耐压要求 ; 但电解电容的串联使得其容量减小为原来的一半, 为了满足容量要求电容器的数量增加为原来的 4 倍整个光伏逆变系统中解耦电容的体积重量和成本都是相当可观的为了减小解耦电容, 目前已经出现了多种功率解耦方法 [2] 文献 [3] 提出了一个具有功率解耦电路的反激型单相微型逆变器, 该电路在传统反激式逆变器的

2 第 30 卷第 16 期杨晓光等一种用于光伏逆变器的新型功率解耦电路 43 基础上增加了一个解耦电容和一个开关管该逆变器在工作过程中, 光伏阵列发出的能量首先充到反激变压器中, 然后释放到解耦电容中随后, 存储在解耦电容中的能量传递到反激变压器再注入电网因此, 解耦电路需要处理光伏阵列发出的全部能量在一个输入直流电压为 35V, 输入功率为 100W 的样机中, 解耦电容为 40μF, 解耦电容两端的平均电压 82V, 其纹波电压峰峰值为 58V 文献 [4] 提出一种高频隔离型光伏并网逆变器它由移相全桥软开关电路 Buck 电路和全桥逆变器构成移相全桥电路将光伏电池板输出的电压升高至约 475V,Buck 电路工作于电流模式产生正弦半波电流, 最后由全桥逆变器进行工频逆变产生正弦电流将其注入电网该逆变器的输入直流电压为 28~ 45V, 最大输入功率为 150W, 解耦电容为 8.2μF 当输出功率为 120W 时, 解耦电容两端的平均电压约为 475V, 其纹波电压峰峰值为 150V 左右文献 [5] 提出一种用于光伏微型逆变器的三端口反激拓扑, 其中一个端口专门用来实现功率解耦功能, 解耦电容只需存储光伏阵列的过剩能量同时, 解耦电容还能起到吸收电容的作用, 即回收变压器漏感能量对于一个输入直流电压为 60V, 输出交流电压为 110V/60Hz, 额定功率为 100W 的微型逆变器样机来说, 解耦电容为 46μF 当输出功率为 110W 时解耦电容两端的平均电压为 150V, 其纹波电压峰峰值为 41V 本文提出一种用于单相光伏逆变器的功率解耦电路该解耦电路独立于逆变器的拓扑和工作模式, 控制简单在减小解耦电容容量的同时降低了解耦电容的耐压, 从而减小了逆变器的体积和成本器的拓扑其中, 电容 C 3 并联于直流母线的两端, 电容 C 1 和 C 2 串联后并联在直流母线两端, 由开关管 Q 1 Q 2 与电感 L dec 组成的双向 Buck/Boost 电路将电容 C 1 和 C 2 连接起来, 使得电能可以在电容 C 1 和 C 2 之间双向传递 1.2 新型功率解耦电路的工作原理电容 C 2 的容量较大, 主要用来储存光伏电池板的过剩电能通过电容 C 2 对电能的储存与释放来实现逆变器输入输出之间的功率解耦电容 C 1 的容量较小, 其主要作用是 :1 与电容 C 2 进行电能的传递, 实现 C 2 对电能的储存与释放 ;2 降低 C 2 的所承受的电压, 如前所述, 在较大功率的情况下实际上减小了所用电容的个数电容 C 3 的容量也很小, 其作用是保证母线电压的稳定, 降低电容 C 1 和 C 2 的取值通过控制开关管 Q 1 和 Q 2 使电容 C 2 的电压有较大的变化, 从而使之能传递更多的电能 ; 并同时控制直流母线电压 U DC 基本恒定 ( 波动量为 ±2%) 逆变器的工作模式有两种, 取决于光伏阵列的输出功率与逆变器输出的瞬时功率的比较解耦电路的工作过程如图 2 所示其中 P PV 是光伏阵列发出的功率,u g 和 i g 分别是电网电压和电流解耦电容 C 2 的最小电压和最大电压分别为 u C2(min) u C2(max), 其平均电压为 U m =(u C2(max) +u C2(min) )/2,i Ldec 是解耦电感 L dec 中的电流当来自光伏阵列的输入功率 P PV 大于逆变器的输出功率 p o 时, 解耦电路工作在充电模式 ( 模式 Ⅰ) 在这个模式中, 来自光伏阵列的过 1 新型功率解耦电路的结构和工作原理 1.1 新型功率解耦电路的结构本文所提出的功率解耦电路拓扑如图 1 所示, 包含电容 C 1 C 2 C 3, 电感 L dec 和开关管 Q 1 Q 2 功率解耦电路位于逆变器的输入端, 不依赖于逆变图 2 新型功率解耦电路的主要工作波形 Fig.1 图 1 新型功率解耦电路 The proposed power Fig.2 Key waveforms of the proposed power

3 44 电工技术学报 2015 年 8 月剩电能 ( 光伏阵列提供的电能减去逆变器输出的电能 ) 主要储存于解耦电容 C 2 中当 P PV <p o 时, 解耦电路工作在放电模式 ( 模式 Ⅱ) 在这个模式中, 解耦电容 C 2 将储存的部分电能逐渐释放出来, 以补充光伏阵列不足的电能 ( 逆变器输出的电能减去光伏阵列提供的电能 ) 这样, 光伏阵列输出的功率 P PV 可以保持恒定下面对新型功率解耦电路的工作模式进行分析模式 Ⅰ: 在这个模式中, 每个开关周期内, 解耦电路的工作过程可以分成两个阶段阶段 1: 如图 3a 所示, 开关管 Q 1 导通, 开关减小在此模式中, 电容 C 1 的电压逐渐增加, 电容 C 2 的电压逐渐减小, 同时保持直流母线电压恒定, 电容 C 2 释放出来的能量一部分转移到电容 C 1 中, 另一部分补充光伏阵列的不足能量管 Q 2 关断电容 C 1 向电感 L dec 充电, 电感电流 i Ldec 增加阶段 2: 如图 3b 所示, 开关管 Q 1 关断, 开关管 Q 2 导通电感 L dec 向电容 C 2 充电, 电感电流 i Ldec 减小在此模式中, 电容 C 1 的电压逐渐减小, 电容 C 2 的电压逐渐增加, 同时保持直流母线电压恒定, 光伏阵列的过剩能量与电容 C 1 释放的能量均存储在电容 C 2 中图 4 解耦电路工作模式 Ⅱ Fig.4 Operating modeⅡof the proposed power 通过以上分析可知, 电容 C 2 的主要作用是进行能量的存储与释放以实现逆变器输入与输出之间的功率解耦电容 C 1 的电压叠加在电容 C 2 的电压上来维持直流母线电压的稳定该结构使解耦电容 C 1 和 C 2 的最大电压均低于直流母线电压电容额定电压的降低可以减小电容的体积和成本 2 新型功率解耦电路的设计 2.1 电容 C 1 的设计如图 2 所示, 在 t 2 ~t 3 时间段内, 光伏阵列发出的过剩电能为 PPV ω [6,7], 其中 P PV 表示光伏阵列图 3 解耦电路工作模式 Ⅰ Fig.3 Operating modeⅠof the proposed power 模式 Ⅱ: 与模式 Ⅰ 相似, 此模式也可以分成两个阶段阶段 1: 如图 4a 所示, 开关管 Q 2 导通, 开关管 Q 1 关断电容 C 2 向电感 L dec 充电, 电感电流 i Ldec 增加阶段 2: 如图 4b 所示, 开关管 Q 2 关断, 开关管 Q 1 导通电感 L dec 向电容 C 1 充电, 电感电流 i Ldec 的输出功率,ω 表示电网电压角频率解耦电容 C 2 的电压在 t 2 和 t 3 时刻分别达到最小电压 u C2(min) 和最大电压 u C2(max) t 2 ~t 3 时间段内, 解耦电容 C 2 增加的能量为 ΔE C2 = 1 2 C 2[u 2 C2(max)-u 2 C2(min)] (1) 解耦电容 C 1 增加的能量为 ΔE C1 = 1 2 C 1[u 2 C1(t3)-u 2 C1(t2)] (2) 其中, 电容 C 1 在 t 2 和 t 3 时刻的电压分别为 u C1(t2) = U DC u C2(min),u C1(t3) =U DC u C2(max)

4 第 30 卷第 16 期杨晓光等一种用于光伏逆变器的新型功率解耦电路 45 根据能量守恒原理, 太阳电池板发出的过剩能量等于解耦电容 C 2 增加的能量与解耦电容 C 1 增加的能量之和, 即 P PV ω =ΔE C1+ΔE C2 (3) 联合式 (1)~ 式 (3), 整理可得 PPV uc2(max) +uc2(min) = ( C1+ C2) -CU 1 DC i ω 2 - (4) ( uc2(max) uc2(min) ) 将电容 C 2 的平均电压 U m =(u C2(max) +u C2(min) )/2 和其电压波动量 ΔU=u C2(max) u C2(min) 代入式 (4) 可得 PPV =C2ΔU Um-C1Δ U( UDC- Um) (5) ω 式中,ΔU>0,U DC U m >0 由式 (5) 可知, 在 P PV ω ΔU U DC 和 U m 固定的情况下, 电容 C 1 越大, 电容 C 2 也越大, 反之亦然因此为了减小所需电容的容量, 电容 C 1 的取值越小越好但是, 电容 C 1 的取值还应保证解耦电路稳定工作 2.2 电容 C 2 的设计解耦电容 C 2 的取值与其工作时的最小电压 u C2(min) 和最大电压 u C2(max) 有关从式 (4) 中可以看出, 在其他参数固定的情况下, 电容 C 2 工作时的最大电压 u C2(max) 越大,C 2 的容量越小因此, 为了减小解耦电容 C 2 的容量, 解耦电容 C 2 最大工作电压 u C2(max) 越大越好在电容 C 1 和 C 2 之间的功率解耦变换器是一个双向 Buck/Boost 变换器, 其升压比为 D uc 2(max) n= = (6) 1- D u C1(min) 式中, 电容 C 1 的最小电压 u C1(min) =U DC u C2(max) 根据双向 Buck/Boost 变换器所能达到的最大升压比可以确定解耦电容 C 2 工作时的最大电压 u C2(max) 解耦电容 C 2 工作时最小电压 u C2(min) 的取值必须保证解耦电路稳定工作下面来讨论解耦电容 C 2 最小电压 u C2(min) 的取值图 2 中, 电网电压和入网电流分别表示为 u g =U m sinωt (7) i g =I m sinωt (8) 式中,U m 和 I m 分别表示电网电压和入网电流的最大值,ω=2π/T line,t line 是电网电压的周期逆变器输出的瞬时功率可表示为 2 o g g m m ω PV p = u i = U I sin t = P (1 cos 2 ωt) (9) 光伏阵列的过剩功率等于电容 C 1 和 C 2 的输入功率, 可得 duc1 duc2 PPV po = C1uC1 C2uC2 + (10) 由式 (9 ) 式(10 ) 结合 u C1 +u C2 = U DC, duc1 duc2 = 可得 duc 2 PPV cos 2 ω t = [( C1 + C2) uc 2 UDCC1 ] (11) 在 [t 2, t 3 ] 时间内, 光伏阵列的过剩功率 P PV cos 2ωt 0, 电容 C 2 的电压逐渐增加, 那么 d u / 0, 根据式 (11) 可得, 在 [t 2, t 3 ] 时间内 C2 ( C1+ C2) uc 2 UDCC1 0, 因此, 解耦电路稳定运行的条件为 ( C + C ) u U C 0 (12) 1 2 C2(min) DC 1 解耦电路稳定运行的临界条件为 ( C + C ) u U C = 0 (13) 1 2 C2(min) DC 1 当电容 C 1 的取值和 C 2 的最大电压 u C2(max) 确定后, 求解由式 (4) 和式 (13) 组成的方程组可以得到电容 C 2 的最小取值 2.3 电容 C 3 的设计电容 C 1 和电容 C 2 串联后的等效电容值为 C 1 C 2 等效电容 C 1 C 2 的作用是滤除直流母线上的高频纹波如果等效电容 C 1 C 2 很小, 直流母线上的高频纹波电压会很大, 这种情况下可以在直流母线两端再并联一个电容 C 3 在一个开关周期中, 假设光伏阵列的过剩能量 PPVT s 全部由电容 C 1 C 2 和 C 3 储存, 这部分能量在直流母线上引起的电压波动量为 Δ u 据此可得 CC C3 UDC Δ u = PPVTs C1+ C2 式中,T s 是后级逆变器的开关周期电容 C 3 的最小取值为 C 3 PPVTs CC 1 2 = U Δ u C + C DC 1 2 (14) (15) 2.4 设计实例下面对一个额定功率为 1kW, 直流母线电压为

5 46 电工技术学报 2015 年 8 月 400V, 输出电压频率为 50Hz 的光伏系统进行新型功率解耦电路的参数计算考虑到解耦电路的稳定工作, 本文取电容 C 1 =22μF 根据式 (4) 可得如图 5 所示的曲线关系, 图 5 给出了电容 C 1 =22μF, 解耦电容 C 2 最大电压 u C2(max) 分别为 280V 300V 320V 和 340V 时, 解耦电容 C 2 工作时最小电压 u C2(min) 与解耦电容 C 2 容量之间的关系由式 (4) 和图 5 可知, 解耦电容 C 2 工作时的最大电压 u C2(max) 越大越好图 5 解耦电容 C 2 的容量与其工作时的最小电压 u C2(min) 之间的关系 Fig.5 Decoupling capacitance(c 2 ) versus its minimum operating voltage(u C2(min) ) at its different maximum operating voltage(u C2(max) ) 另一方面, 从式 (6) 中可以看出, 解耦电容 C 2 的最大电压 u C2(max) 越大, 解耦变换器的升压比 n 越大, 要求开关管 Q 1 的占空比 D 也越大但是, 由于寄生参数的影响, 功率解耦变换器的升压比 n 并不能随占空比 D 的增加而无限增加, 而是当占空比 D 超过某一值后, 其升压比 n 和效率会随占空比 D 的增加而减小 [8,9] 因此, 设计时需要在解耦电容 C 2 最大电压 u C2(max) 和开关管 Q 1 的占空比 D 之间进行折中本文取开关管 Q 1 的占空比 D=0.8, 相应地, 升压比 n=4,c 2 工作时的最大电压 u C2(max) = 320V 根据式 (13), 得到图 6 中虚线所示的曲线虚线右上方区域为解耦电路稳定运行的区域图 6 中实线表示电容 C 1 =22μF, 解耦电容 C 2 最大电压 u C2(max) =320V 时, 解耦电容 C 2 的取值与其工作时的最小电压 u C2(min) 之间的关系由图 6 可以看出, 在满足解耦电路稳定运行的条件下, 解耦电容 C 2 的容量可取较小的值, 临界最小取值在实线与虚线的交点 A 点处取得 (A 点处 C 2 为 88.4μF) 为了使解耦电路远离不稳定工作区域, 本文将解耦电路的参数设置在 B 点, 即 C 2 = 136μF,u C2(min) =228V 相应地, 电容 C 1 的最大电压 u C1(max) =U DC u C2(min) =172V 在输入直流电压 400V, 纹波电压峰峰值 ±2%, 1kW 的情况下, 将新型功率解耦电路与传统的功率解耦方式 ( 并联大容量电容器 ) 就解耦电容容量和耐压进行对比, 见下表其中新型功率解耦电路工作时的最小电压和最大电压分别设置为 228V 和 320V 表新型功率解耦电路与传统功率解耦方式对比 Tab. New power versus conventional power decoupling method 解耦方式传统方式新型解耦电路所需容量 /μf C=500 C 1 =22 C 2 =136 C 3 =22 耐压 /V 从表 1 中可以看出, 对于传统的功率解耦方式, 所需的解耦电容为 500μF/kW; 采用新型功率解耦电路, 所需的解耦电容为 180μF/kW, 解耦电容的容量减小了 64%, 并且储能电容 C 2 的耐压降压了 20% 由于电容 C 1 和电容 C 2 串联后的等效电容值为 18.9μF, 根据式 (15), 本文选择 C 3 =22μF 解耦电容的容量与逆变器功率等级之间的关系如图 7 所示从图 7 中可以看出, 随着功率等级的增加, 采用新型功率解耦电路所节省的电容容量也不断增加节省出来的体积和成本可以用来补偿由解耦电路所带来的体积和成本的增加该新型功率解耦电路适合于功率等级较大的场合图 6 新型功率解耦电路的稳定工作点 Fig.6 Stable operation area of the proposed power 图 7 解耦电容的容量与功率等级之间的关系 Fig.7 Relationship between decoupling capacitance and power rating

6 第 30 卷第 16 期杨晓光等一种用于光伏逆变器的新型功率解耦电路 47 3 新型功率解耦电路的控制要实现解耦电路的稳定运行需要控制直流母线的电压与解耦电容 C 2 的平均电压解耦电路的控制策略如图 8 所示直流母线电压的控制由直流母线电压外环和解耦电路电流内环构成, 解耦电路的电流参考由控制直流母线电压的控制外环产生 C 2 传递的功率增加而解耦电容 C 2 输出的功率减小, 解耦电容 C 2 的电压平均值 U C2(AV) 升高 ; 当解耦电容 C 2 的电压平均值 U C2(AV) 高于其参考值时, 电流参考信号 i * 减小, 解耦电路向解耦电容 C 2 传递的功率减小而解耦电容 C 2 输出的功率增加, 解耦电容 C 2 的电压平均值 U C2(AV) 降低, 从而保证了解耦电容 C 2 的电压平均值的稳定 4 仿真结果图 8 控制策略示意图 Fig.8 Control strategy diagram 直流母线电压的控制过程如下 : 采样直流母线电压 u DC, 经低通滤波器 LPF2 滤除高频分量后得到直流母线电压信号 u DC1, 直流母线电压信号 u DC1 与直流母线电压参考 U DC_ref 之差经过比例调节器后得到解耦电路的输入电流参考信号 i * 采样开关管 Q 1 的电流 i Q1, 经低通滤波器 LPF3 和比例调节器后得到解耦电路的输入电流信号 i 解耦电路的输入电流参考信号 i * 与解耦电路的输入电流信号 i 作差再经 PI 调节后送入比较器与三角载波进行比较, 比较器的输出作为开关管 Q 1 的驱动信号,Q 2 的驱动信号与 Q 1 的相反由前述设计过程可知, 解耦电容 C 2 的平均电压 U m 必须稳定在设定值 (U m =(u C2(max) +u C2(min) )/2) 左右但是实际上, 在逆变器的启动过程结束后, 解耦电容 C 2 的平均电压 U m 不一定恰好等于理论值在逆变器的工作过程中, 由于导通损耗和开关损耗造成逆变器的输入和输出功率之间的不平衡也会使得解耦电容 C 2 的平均电压 U m 不断下降或者不断上升, 解耦电路可能会因此出现故障甚至由于功率器件的过电压而损坏 [10] 为了控制解耦电容 C 2 的平均电压 U m 稳定在理论值左右, 需要加入解耦电容 C 2 的平均电压 U m 控制环路具体来说, 检测解耦电容 C 2 的电压, 经低通滤波器 LPF1 滤除交流分量后得到解耦电容 C 2 的电压平均值 U C2(AV), 解耦电容 C 2 的平均电压参考 U C2_ref 与其实际值 U C2(AV) 之差经比例调节器后加入到直流母线电压信号 u DC1 中用来调整电流参考信号 i * 当解耦电容 C 2 的电压平均值 U C2(AV) 低于其参考值时, 电流参考信号 i * 增大, 解耦电路向解耦电容本文利用 Saber 软件对所提出的功率解耦电路进行仿真研究仿真电路的参数如下 : 直流母线电压为 400V, 逆变器的输出电压为 220V/50Hz, 逆变器的输出功率为 1kW 解耦电容 C 1 和 C 2 分别为 22μF 和 136μF, 电容 C 3 为 22μF, 解耦电路中的电感 L dec 为 500μH, 解耦电路的开关频率为 80kHz 逆变器采用全桥逆变器, 其开关频率为 20kHz, 滤波电感 L f 为 2mH, 滤波电容 C f 为 4.7μF 图 9 给出了仿真结果的主要波形图 9 仿真结果 Fig.9 Simulation results 如图 9 所示, 逆变器的输出电流是正弦波形, 解耦电容 C 2 的最小电压 u C2(min) 和最大电压 u C2(max) 分别为 232V 和 317V, 其电压波动量 ΔU 为 85V, 平均电压 U m =274.5V 直流母线电压的最大和最小值分别为 408V 和 391V, 直流母线平均电压为 399.5V, 电压纹波为 ±2% 理论分析时, 电容 C 2 的电压波动量 ΔU 为 92V, 而仿真结果中, 电容 C 2 的电压波动量小于理论值, 这是由于直流母线电压存在波动, 使得电容 C 3 存储一部分能量造成的

7 48 电工技术学报 2015 年 8 月 5 结论本文提出了一种用于光伏逆变器的新型功率解耦电路该电路可以在保证母线电压稳定于 400V 左右的同时减小解耦电容的容量所提出的功率解耦电路还可以降低解耦电容的耐压, 使其耐压低于直流母线电压, 进一步降低了逆变器的体积和成本此外, 所提出的功率解耦电路独立于逆变器的拓扑和工作模式, 适合于功率等级较大的场合参考文献 [1] Schimpf F, Norum L. Effective use of film capacitors in single-phase PV-inverters by active power decoupling[c]. 36th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society, 2010: [2] Hu Haibing, Harb S, Kutkut N, et al. A review of power decoupling techniques for microinverters with three different decoupling capacitor locations in PV systems[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(6): [3] Shimizu T, Wada K, Nakamura N. Flyback-type single-phase utility interactive inverter with power pulsation decoupling on the DC input for an AC photovoltaic module system[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2006, 21(5): [4] Rodriguez C, Amaratunga G A J. Long-lifetime power inverter for photovoltaic AC modules[j]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 55(7): [5] Hu Haibing, Harb S, Fang X, et al. A three-port flyback for PV micro-inverter applications with power pulsation decoupling capability[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(9): [6] Gu L, Ruan X, Xu M, et al. Means of eliminating electrolytic capacitor in AC/DC power supplies for LED lightings[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(5): [7] Krein P T, Baog R S. Cost-effective hundred-year life for single-phase inverter and rectifiers in solar and LED lighting applications based on minimum capacitance requirements and a ripple power port[c]. Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2009: [8] 蔡宣三, 龚绍文. 高频功率电子学 ( 直流 - 直流变换部分 )[M]. 北京 : 科学出版社, [9] 黄小军, 黄济青. 通信高频开关电源 [M]. 北京 : 机械工业出版社, [10] Hu Haibing, Harb S, Kutkut N, et al. A single-state microinverter without using electrolytic capacitors[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(6): 作者简介杨晓光男,1971 年生, 教授, 研究方向为电源及其磁技术姜龙斌男,1988 年生, 硕士研究生, 研究方向为光伏发电技术

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of 26 2 2009 2 Control Theory & Applications Vol. 26 No. 2 Feb. 2009 : 1000 8152(2009)02 0203 06 Buck-Boost 1,2, 3, 2, 4, 1 (1., 411201; 2., 410083; 3., 411105; 4., 410004) :, Buck-Boost,.,,. :,,,, : Buck-Boost