2010 年 2 月电工技术学报 Vol.25 No. 2 第 25 卷第 2 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Feb. 2010 五开关五电平逆变器的载波交错 SPWM 控制 方法 张云孙力吴凤江孙奎 ( 哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院哈尔滨 150001) 摘要 传统五电平逆变器所用开关器件较多, 而五开关五电平逆变器简化了拓扑结构 分 析五开关五电平逆变器的工作机理, 给出其基于载波的 SPWM 控制的思路, 进而提出五开关五 电平逆变器的载波交错 SPWM 控制方法与 FPGA 实现手段 通过载波周期性正 负交错, 采用 调制波分层 分区的正弦脉宽调制方式, 获得五电平输出电压的开关控制信号 仿真结果从理 论上证明其开关损耗小, 输出电压的谐波特性与 H 桥级联型一致 实验结果表明其在整个幅值 调制比范围内都适用 仿真与实验结果验证了五开关五电平逆变器的载波交错 SPWM 控制方法 的可行性与有效性 关键词 : 五电平逆变器载波交错 SPWM H 桥辅助开关 FPGA 中图分类号 : TM464 Carriers-Staggered SPWM Control Method Based on a Five-Switch Five-Level Inverter Zhang Yun Sun Li Wu Fengjiang Sun Kui Abstract (Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China) The conventional five-level inverters need more power switches. While the topology of a five-level inverter with only five switches is simpler. The principle of the simple one is analysed first, then the SPWM control idea based on carriers is presented, so the carriers-staggered SPWM control method based on a five-switch five-level inverter and the implementing method by FPGA are obtained. The carriers are staggered periodically with the modulation signal, and the modulation signal is divided as layers and divisions with the sinusoidal PWM manner, at the same time. The corresponding switching control signals are obtained. The simulation results indicate that the switch loss is less, and the characteristic of harmonics is the same to cascaded H-bridge. In addition, the experimental results prove that CS-SPWM control method is applicable during the whole modulation range. Both of the simulation and experimental results verified the feasibility and validity of the carriers-staggered SPMW control method based on a five-switched five-level inverter. Keywords:Five-level inverter, carriers-staggered SPWM, H-bridge, auxiliary switch, FPGA 国家自然科学基金 ( 50477009) 和黑龙江省自然科学基金 (E200625) 资助项目 收稿日期 2008-04-18 改稿日期 2009-02-20 1 引言多电平逆变器具有输出容量大, 输出电压 电流谐波含量小等优点 [1], 广泛应用于中 高压调速领域和交流柔性供电系统中 [2-3] 而对于多电平逆
102 电工技术学报 2010 年 2 月 变器技术的研究, 主要集中在多电平逆变器的拓扑结构和多电平逆变器的调制策略两大方面 拓扑结构的研究主要侧重于结构的简化 模块化, 在传统拓扑结构的基础上, 构建出新型多电平逆变器简化结构 [4] 调制策略的研究, 主要是针对已有拓扑结构的多电平逆变器, 提高其输出性能 [5] ; 再就是对新型拓扑提出合适的控制方法, 从开关损耗, 输出电压 电流的谐波含量等方面来权衡调制策略的合理性 优越性 多电平逆变器在输出相同电平数电压时, 减少所用开关器件的数量有利于拓扑结构的简化 传统的 H 桥级联型多电平逆变器是 3 类基本拓扑结构中输出等电平数时, 所用开关器件最少的拓扑 [6-8] H 桥级联型五电平单相逆变器需要 8 个开关器件, 文献 [9] 提出一种仅需 5 个开关器件的五电平单相逆变器拓扑, 如图 1 所示 设 V dc =E, 以直流电压源负端为参考点, 输出 u o 有 ±2E ±E 0 五种电平, 分别由五种开关组合状态来合成 : 当开关 S 1 S 4 同时导通时, u o =2E; 当开关 S 4 S 5 同时导通时, u o =E; 当开关 S 2 S 4 同时导通时, 或开关 S 1 S 3 同时导通时, u o =0; 当开关 S 3 S 5 同时导通时, u o = E; 当开关 S 2 S 3 同时导通时, u o = 2E 表中为逆变器输出 u o 的五种电平对应的各开关状态, 1 为导通, 0 为关断 表五种电平对应的各开关状态 Tab. Five switches states corresponding to five levels u o S 1 S 2 S 3 S 4 S 5 2E 1 0 0 1 0 E 0 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 1 0 0 E 0 0 1 0 1 2E 0 1 1 0 0 图 1 五开关五电平逆变器拓扑 Fig.1 The topology of five-switch five-level inverter 针对这种简化的五电平拓扑结构, 提出合适的 PWM 调制策略是其关键 本文将通过对这种五开关五电平逆变器的工作机理分析, 提出其基于载波的 SPWM 控制方法及其 FPGA 的实现手段 2 五电平逆变器机理分析图 1 为五开关五电平逆变器拓扑, 点划线部分为该拓扑的辅助开关, 由一不可控单相整流桥 ( 二极管 VD 1 ~VD 4 ) 和功率开关管 S 5 组成 整流桥的输入端 B C 分别跨接两个直流电源的中点 A 和 H 桥左半桥的中点 H; 整流桥的输出端 E F 间跨接一个功率开关管 S 5 辅助开关可以实现能量的双向流动, 通过该辅助开关, 把两个独立直流电压源的能量按照 H 桥的 4 个功率开关管的通断控制, 有序组合出五电平电压波形 u o 这种逆变器拓扑结构的优点是, 在输出相同电平数电压的情况下, 减少了功率开关器件的数量, 并且简化了 PWM 控制电路, 减小了装置的体积, 甚至提高了系统的可靠性 3 载波交错 SPWM 控制方法 3.1 载波交错 SPWM 控制方法的提出从图 1 的五电平拓扑结构来看, H 桥的 S 1 ~ S 4 是实现电能逆变的主体部分, 定义为主开关 辅助开关 (S 5 ) 在电能逆变中实现能量双向流动, 定义为从开关 输出电压相邻变化的电平定义为 PWM 电平段 ( 如 0~E,E~2E) 由于拓扑结构在主开关之外增加了从开关, 所以传统上用于五电平逆变器的 PWM 调制策略已不能适用于该拓扑的控制 从上表的开关状态来看, 主开关 S 3 S 4 在输出电压的一个周期内, 开关状态只变化一次, 为基波频率 主开关 S 1 S 2 的开关状态在每个电平段都发生变化 而从开关 S 5 的开关状态完全取决于主开关 S 1 S 2 的开关状态 从 PWM 电平段的变化来看, 在 E~2E 电平段, 主开关只有 S 1 有频繁通断动作 ; 在 0~E 电平段, 主开关仅有 S 2 有频繁通断动作 ; 在 E~0 电平段, 主开关只有 S 1 有频繁通断动作 ; 在 2E~ E 电平段, 主开关仅有 S 2 有频繁通断动作 因此, 在输出
第 25 卷第 2 期张云等五开关五电平逆变器的载波交错 SPWM 控制方法 103 电压整个周期 2E~2E 的五个 PWM 电平段, 频繁动作的主开关依次为 S 2 S 1 S 2 S 1, 并且处于同一半桥的 S 1 S 2 开关状态并非纯互补关系, 而从开关 S 5 只是跟随每个电平段有频繁通断动作的主开关 S 1 或 S 2 作互补动作, 主开关 S 3 S 4 只动作一次 经典的 SPWM 调制是通过等腰三角载波与一个正弦调制波相比较, 在相交处产生一个开关的导通或关断信号 [10] 因此, 该五电平拓扑的主开关 S 1 S 2 PWM 信号的产生需要两个三角载波 从开关 S 5 的 PWM 信号的产生由 S 1 S 2 的 PWM 信号决定, 主开关 S 3 S 4 的 PWM 信号由调制波正负切换产生, 均无需三角载波 因此, 该五电平逆变器的 PWM 控制只需两个三角载波 从 ( 2E)~2E 电平段主开关动作的分析来看, 两个载波的位置分布有两种自由度 [11] : 垂直分层分布和水平相移分布, 本文只分析垂直分层分布情况 在调制波的正半周期, 两个载波在时间轴上侧垂直分层分布 ; 在调制波进入负半周期时, 两个载波必须垂直分层分布于时间轴下侧, 以保证与调制波负半周期相比较产生 PWM 信号, 从而在调制波的一个周期内形成两个载波在时间轴两侧周期性地正 负交错分层分布 因此, 本文针对图 1 的五开关五电平逆变器, 提出载波交错 SPWM (Carriers- Staggered SPWM,CS-SPWM) 控制方法 3.2 CS-SPWM 控制方法的原理分析本文提出的 CS-SPWM 控制方法原理如图 2 所示, 调制波为正弦波, 两层三角载波 C 1 ( 虚线 ) C 2 垂直分层分布, 载波相位位置的自由度取为反相 CS-SPWM 以正弦调制波与两层三角载波进行分层 分区脉宽调制 如图 2 中在调制波的正半周期, 正弦波与载波分层线的交点为 d 3, 点 d 1 d 2 为正弦波对应于时间轴的交点 分层是指在垂直于时间轴方向, 一个载波为一层, 如图 2 中 d 2 与 d 3 之间 图 2 五电平逆变器的载波交错 SPWM 控制原理 Fig.2 The carriers-staggered SPWM modulation principle of the fivel-level inverter 为 C 2 的一个载波层 分区是指在时间轴方向, 调制波在某一载波层的一个跨度, 如图 2 中 d 1 与 d 2 之间为调制波在 C 2 载波层的一个分区, 调制波在每个载波层都有对应的分区 主开关 S 1 S 2 的 PWM 信号由正弦波分别与载波 C 1 C 2 相交产生, 如图 2 中的阴影部分为一个周期内主 从开关 S 1 ~S 5 的导通状态分布, u o 为 CS-SPWM 控制的五电平电压输出 2E~2E 调制波正半周期, 在 u o =0~2E 的 PWM 电平段, 主开关 S 4 一直导通, 正弦波在 C 2 C 1 载波层分层 分区脉宽调制, 主开关 S 2 S 1 分别以载波频率进行通断动作, 从开关 S 5 分别跟随 S 2 S 1 作同频率的互补通断动作, 进而得到 0 E 2E 的三电平 PWM 输出电压波形, 如图 2 所示 因为在输出电压整个周期 2E~2E 的五个 PWM 电平段, 频繁动作的主开关依次为 S 2 S 1 S 2 S 1, 所以在正 负半周期内, 载波从正区域交错到负区域后, 载波 C 1 C 2 的相对位置不变, 正弦波与负半周期内的两个载波分层 分区调制的顺序符合主开关频繁动作的顺序, 从而得到调制波负半周期的 0 E 2E 的三电平 PWM 输出电压波形 3.3 CS-SPWM 控制方法的 FPGA 实现图 3 是 CS-SPWM 控制的 FPGA 硬件实现电路,
104 电工技术学报 2010 年 2 月 模块 variable modulation sinusoidal 实现正弦调制波幅值 频率给定和正 负半周期交替信号 S 3 S 4 产生 ; 模块 carriers_staggered 实现载波层的给定 ; 模块 carriers_21mux 实现载波交错, 并与正弦波比较得到开关信号 S 1 S 2, 即得到从开关信号 S 5 图 3 CS-SPWM 控制的 FPGA 硬件实现电路 Fig.3 The operation hardware circuit by FPGA of CS- SPWM control 通过 FPGA 的硬件电路, 以 自然采样法 代替了较为复杂的 规则采样法, 简化了 CS- SPWM 控制方法的实现 4 仿真与实验为了验证五开关五电平逆变器的 CS-SPWM 控制方法的正确性与可行性, 对五开关五电平逆变器进行了仿真与实验 通过 Matlab/Simulink 软件对五开关五电平逆变器进行了仿真, 并将其输出电压结合五电平 H 桥级联型逆变器的输出作对比分析 最后通过搭建的实验平台, 对五开关五电平逆变器进行了实验验证与分析 图 4 是五电平逆变器输出一个周期的逆变电压过程中, 开关 S 1 ~S 5 各控制信号 一个周期内, S 1 与 S 2 的开关次数之和为 S 5 的开关次数, 并且开关 S 3 S 4 一周期内仅动作一次, 而 S 5 的开关频率为载波频率, 所以五个开关的等效频率之和为两个开关的载波频率之和 这说明, CS-SPWM 控制方法大大降低了开关损耗 图 4 五电平逆变器各开关控制信号 ( 一个周期 ) Fig.4 The switches control signals of the five-level inverter during one period 图 5 图 6 是在相同载波频率 f c =3kHz 幅值调制比 m=0.8 时, 传统的五电平 H 桥级联型逆变器采用消谐波 PWM 调制 (SHPWM) 方式, 五开关五电平逆变器采用本文提出的 CS-SPWM 调制方式进行仿真, 并对输出的五电平电压进行谐波分析 ( 上限频率 10kHz) 图 5 的 H 桥级联型五电平逆变器输出电压的单次谐波 ( U i ) 最大幅值达基波 (U n ) 幅值的 28% 左右, 但其他次谐波的 U i /U n 均在 5% 以下, 所以输出电压总谐波畸变率 ( THD) 为 35.29% 图 6 的五开关五电平逆变器输出电压的单次谐波最大 U i /U n 约 15%, 但这么大幅值的单次谐波较多, 所以 THD 达 35.36%, 与前者基本一致 并且两者的谐波分布情况也基本一致, 谐波主要集中分布在载波频率的整数倍次附近 因此, 从理论上分析, 五开关五电平逆变器的 CS-SPWM 控制与 H 桥级联型五电平逆变器的 SHPWM 控制的输出电压性能基本一致 五开关五电平逆变器实验平台的控制电路由 FPGA (Cyclone EP1C6Q240C8N) 产生 5 路 PWM 控制信号, 其死区时间为 1 s, 功率驱动电路由四个 IGBT (HGTG20N60A4D) 构成 H 桥, 辅助开关由一个单相整流桥 ( KBJ2510) 和另一个 IGBT 构成
第 25 卷第 2 期张云等五开关五电平逆变器的载波交错 SPWM 控制方法 105 图 5 H 桥级联型五电平逆变器输出电压与频谱 Fig.5 The output voltage and spectrum of the five-level inverter with cascaded H bridges 图 7 主从开关驱动信号 Fig.7 The drive signals of the master and slave switches 图 8 为直流电源电压 V dc =60V, 载波频率 f c =6kHz, 调制波频率 50Hz 时, 五开关五电平逆变器在幅值调制比 m=0.8 的实测输出电压波形和频谱 ( 上限频率 15kHz), 谐波分布规律与图 6 的仿真一致, 在提高开关频率后, 实测 THD 为 33.91%, 抑制了开关频率以下的低次谐波 图 6 五开关五电平逆变器输出电压与频谱 Fig.6 The output voltage and spectrum of the five-switch five-level inverter 图 7 为 FPGA 实现 CS-SPWM 控制, 载波频率为 1kHz, 载波比为 20 时主从开关的驱动信号实验波形, 与图 4 的仿真波形一致, 验证了 CS- SPWM 控制开关损耗低的结论 图 8 五开关五电平逆变器实测电压与频谱 Fig.8 The experiment output and spectrum of the fiveswitched five-level inverter 为了验证 CS-SPWM 在整个幅值调制比内的适用性, 对深调制比 m=0.4 做了实验 在 m<0.5 时, 调制波在正 负半周内分别与一层载波进行调制,
106 电工技术学报 2010 年 2 月 所以只能输出三电平电压 图 9 为实测输出的三电平电压波形和频谱 ( 上限频率 15kHz), 其谐波分布规律与图 8 一致, 只是单次 U i /U n 随着幅值调制比 m 的减小而增大, 使输出三电平电压的 THD 上升到 68.28% 图 9 五开关五电平逆变器深调制实测电压与频谱 Fig.9 The experiment output and spectrum of the fiveswitch five-level inverter in deeper modulation 5 结论本文基于减少开关器件的五电平逆变器, 提出载波交错 SPWM 控制方法的思路和内涵, 为其他多电平逆变器的基于载波的 SPWM 控制提供了分析方法和实现手段 通过仿真分析, 理论上得到其开关损耗低 输出电压的谐波特性与 H 桥级联型五电平逆变器基本一致的结论 通过五电平逆变器实验平台, 对两种不同幅值调制比进行实验, 实验结果验证了 CS-SPWM 控制在整个幅值调制比内对五开关五电平逆变器控制的适用性, 从而证明了提出的控制方法对五开关五电平逆变器控制的有效性与可行性 参考文献 [1] Rodriguez J, Bernet S, Wu B, et al. Multilevel voltage-source-converter topologies for industrial medium-voltage drives[j]. IEEE Trans. on Industrial Electronics, 2007, 54(6): 2930-2945. [2] Bernert S. Recent developments of high power converters for industry and traction applications[j]. IEEE Trans. on Power Electronics, 2000, 15(6): 1102-1117. [3] Rodriguez J, Lai J S, Peng F Z. Multilevel inverters: a survey of topologies, controls and applications[j]. IEEE Trans. on Industrial Electronics, 2002, 49(4): 724-736. [4] 丘东元, 张波, 潘红. 级联型多电平变换器一般构成方式及原则研究 [J]. 电工技术学报, 2005, 20(3): 24-35. Qiu Dongyuan, Zhang Bo, Pan Hong. Study on composing methods of cascade multilevel converter[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2005, 20(3): 24-35. [5] 周京华, 苏彦民, 沈传文, 等. 基于多电平逆变器通用组合拓扑结构的调制策略研究 [J]. 电工技术学报, 2005, 20(8): 39-47. Zhou Jinghua, Su Yanmin, Shen Chuanwen, et al. Research on modulation strategies based on multilevel inverter universal hybrid structure[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2005, 20(8): 39-47. [6] Corzine K A, Wielebski M W, Peng F Z, et al. Control of cascaded multilevel inverters[j]. IEEE Trans. on Power Electronics, 2004, 19(3): 732-738. [7] Lezana P, Rodriguez J, Oyarzun D A. Cascaded multilevel inverter with regeneration capability and reduced number of switches[j]. IEEE Trans. on Industrial Electronics, 2008, 55(3): 1059-1066. [8] Corzine K, Familiant Y. A new cascaded multilevel H-bridge drive[j]. IEEE Trans. on Power Electronics, 2002, 17(1): 125-131. [9] Gerardo C, Victor G, Carlos S, et al. A new simplified multilevel inverter topology for DC-AC conversion[j]. IEEE Trans. on Power Electronics, 2006, 21(5): 1311-1319. [10] 陆宏亮, 戴国骏, 钱照明. 一种新型两相感应电动机变频调速 SPWM 控制技术 [J]. 电工技术学报, 2005, 20(9): 44-50. Lu Hongliang, Dai Guojun, Qian Zhaoming. A novel SPWM control strategy for frequency control of two phase induction motors[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2005, 20(9): 44-50. [11] Lau W H, Zhou B, Chung H S H. Compact analytical
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