一、漏感与分布电容对输出波形的影响
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- 乳 车
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1 单激式开关电源漏感与分布电容对输出波形的影响 及 RCD 尖峰脉冲吸收电路参数的计算 陶显芳 0-0- 一 漏感与分布电容对输出波形的影响 图 是单激式开关电源的基本原理图 图中,T 为开关变压器,N 和 N 分别为开关变压 器初 次级线圈 ; S 为开关变压器的漏感, 为开关变压器初级线圈的励磁电感 ;C S 为开关变 压器初级线圈的分布电容,R 为开关变压器次级线圈的输出负载,Q 为电源开关管 T i e i i u C N N R g d i d Q 图 开关电源的基本电路 变压器初级线圈或次级线圈的分布电容 C 可按下式进行计算 : C n i r d n 0gih ( ai ai bi bi) C0i i 3 i i k ui ()
2 r ih 式中, C 0g 0i 为第 i 层与 i + 层线圈之间的静态电容,i = 3 n,n 为所 d i 求总分布电容的变压器初级线圈或次级线圈的层数 ; g i 为第 i 层与 i + 层线圈之间的平均周长 ; 3 a a b k ui为第 i 层与 i + 层线圈之间分布电容的动态系数, ku ( b ), 它与加到电容两端 的电压有关, k u 是一个小于 的系数 ; i 为第 i 层与 i + 层线圈之间的标准电位差, 其值一般等于相邻两层线圈工作电压之和, 即 : i, 为变压器初级线圈或次级线圈两端的工作电压 ; ai bi 分别为第 i 层与 i + 层线 n 圈之间 x 0 和 x h 处对应的电位差 ; 当线圈层间按 S 绕法时, ai = 0, bi = i ; 当线圈层间 按 Z 绕法时, = ai bi= i 如果不考虑变压器次级线圈对初级线圈的影响, 对于一个功率大约为 00 瓦的开关变压器, 其初级线圈的分布电容大约在 00~000 微微法之间 ; 如果把次级线圈的分别电容也考虑进去, 总的分布电容可能要大一倍左右, 因为初 次级线圈分布电容的转换比是平方的关系 因此, 分布电容对输出波形的影响是很大的 根据变压器的工作原理, 图 中的开关变压器还可以等效为图 所示电路 C R 图 开关变压器的等效电路 在图 中, 为漏感, 漏感也称漏磁电感, 或称分布电感 ;C 为分布电容 ( 总分布电容 ), 为励磁电感,R 为等效负载电阻 设开关变压器初级线圈的电感为, 则 S ; 而分 布电容 C, 则包括次级线圈等效到初级线圈一侧的分布电容, 即, 次级线圈的分布电容也要等
3 效到初级线圈回路中 ; 同理, 等效负载电阻 R, 就是次级线圈的负载 R 被等效到初级线圈回路 中的电阻 设次级线圈的分布电容为 C, 等效到初级线圈后的分布电容为 C, 则有下面关系式 : W C C WC C () 上式中, W C 为次级线圈分布电容 C 存储的能量, W C 为 C 等效到初级线圈后的分布电容 C 存储的能量 ; 分别为初 次级线圈的电压, = n,n = N /N 为变压比,N N 分别为初 次级线圈的匝数 由此可以求得 C 为 : C (3) n C () 和 (3) 式的计算方法不但可以用于对初 次级线圈分布电容等效电路的换算, 同样可以用于对初 次级线圈电路中其它电容等效电路的换算, 以及用于对负载电阻的换算 所以, C 亦可以是次级线圈电路中的任意电容,C 为 C 等效到初级线圈电路中的电容 由此可以求得图 中, 变压器的总分布电容 C 为 : C S CS C CS n C (4) (4) 式中,C 为变压器的总分布电容,C 为变压器初级线圈的分布电容 ; 而 C 为次级线圈电路中所有电容等效到初级线圈电路中的电容 ;C 为次级线圈电路中所有电容 ( 包括分布电容与电路中的电容 );n = N /N 为变压比 虽然看起来, 图 开关变压器的等效电路与一般变压器的等效电路没有根本的区别, 但开关变压器的等效电路一般是不能用稳态电路进行分析的 ; 即 : 图 中的等效负载电阻 R 不是一个固定参数, 它会随着开关电源的工作状态不断改变 例如, 在反激式开关电源中, 当开关管导通时, 开关变压器是没有功率输出的, 即负载电阻 R 等于无限大 ; 而对于正激式开关电源, 3
4 当开关管导通时, 开关变压器是有功率输出的, 即负载电阻 R 既不等于无限大, 也不等于 0 因此, 分布电感与分布电容对正激式开关电源和反激式开关电源工作的影响是不一样的 图 3 是开关变压器与电源开关管连接时的工作原理图 图 3 中,Q 为开关管,C d 为开关管漏极和源极之间的分布电容,C g 为开关管栅极和源极之间的分布电容 值得说明的是, 这里的 C g 和 C d 都不是一个单纯性质的电容, 它只是在开关管的导通和关断的一瞬间, 其阻抗的变化过程与电容 ( 或电感 ) 的充放电过程很类似 ; 而它的基本性质实际上还是属于电阻, 因为它会损耗功率 e C e R d Q g Id Cd Cg 图 3 单激式开关电源等效电路 当开关管开始导通时, 外电路给栅极 ( 绝缘栅场效应管 ) 加一正电压, 通过静电感应, 开 关管耗尽层中的载流子 ( 电子 ) 在电场的作用下会重新进行分布, 耗尽层中载流子浓度按指数 规律不断增加, 这个过程相当于对电容 C g 进行充电 ; 随着耗尽层中载流子的重新分布, 耗尽层 的厚度也相应增加, 其结果是耗尽层的电阻由大变小 因此, 当开关管刚开始导通时, 流过开关管的电流是由小变大, 这个过程, 与在电感两端 加一电压方波时, 流过电感的电流由小变大很相似 ; 所以, 在开关管刚导通的一瞬间, 开关管 的漏极和源极之间可以等效成一个电感 d 由于这个电感相对分布电感 和励磁电感 来说 很小, 所以图 3 中没有画出 4
5 e C e R d Cd Q 图 4 开关管导通时 图 4 是图 3 中的开关管 Q 导通时对应的等效工作原理图 在图 4 中, 电感 d 为开关管 Q 导通时的等效电感, 当开关管 Q 导通时, 开关管的内部电阻将随时间由大逐步变小, 它的作用好像一个电感, 因此, 当开关管 Q 导通时, 开关管可以等效成一个理想的开关与一个电感串联 但这个电感属于电阻性质, 它会损耗能量, 它不像实际中的电感那样可以储存能量 ( 磁能 ), 它实际上属于一个阻值由大变小的可变电阻, 但如果用一个可变电阻来表示, 在计算过程中将会很复杂, 并且在开关管 Q 导通的变化过程中, 用一个可变电阻来表示也没有用一个电感来表示显得形象 当开关管开始关断时, 外电路给栅极加一负电压 ( 或低电压 ), 通过静电感应, 开关管内耗尽层中的载流子 ( 电子 ) 在电场的作用下会重新进行分布, 相当于外电路要向耗尽层抽离载流子, 耗尽层中载流子的浓度将按指数规律减小, 耗尽层的厚度也将随时间增大而变小, 其结果是耗尽层的电阻将随时间由小变大 这个过程, 与电容被充电时, 流过电容的电流由大变小很相似 ; 所以, 当开关管刚导通的一瞬间, 开关管可以等效成一个理想的开关与一个电容器并联, 这个电容器就是漏极和源极之间的分布电容 C d 如图 5 是开关管关断时, 反激式开关电源的工作原理图 5
6 e C e Co R Q Cd 图 5 开关管关断时 根据上面分析, 栅极电容 C g 对开关管的导通影响比较大, 容量越大, 开关管的导通上升时间就越长 而漏极电容 C d 对开关管的关断影响比较大, 容量越大, 开关管关断存储时间就越长 电容 C g 和 C d 也称扩散电容, 它们既具有电阻的性质, 同时也具有电容充放电的特性, 这种特性主要与耗尽层中载流子的浓度变化有关 当电源开关管为晶体管时,C g 和 C d 分别与 C be 和 C e 对应, 工作原理场效应管的工作原理基本相同或相似 不过基区参与导电的载流子的密度的增加或减少, 不是靠静电感应的作用, 而是靠基极电流的注入 由于开关管在导通或关断期间, 其分布参数的性质和作用也在改变, 因此, 在图 ~5 中, 要对分布电感 和分布电容 C, 以及 C g 和 C d 组成的电流回路进行精确计算, 难度是很大的 下面, 我们将以很长的篇幅来对上面电路进行分析和计算 在图 4 中, 分布电感 和分布电容 C 可以看成是一个串联振荡回路, 当开关管 Q 开始导通的时候, 输入脉冲电压的上升率远远大于输入电压通过分布电感 对分布电容 C 充电电压的上升率, 此时, 串联振荡回路开始吸收能量, 输入电压通过 d 和 对 C 进行充电, 流过 和 C 的电流按正弦曲线增长 ; 当开关管 Q 完全导通以后,d 的值等于 0, 此时, 输入脉冲进入平顶阶段, 相当于输入脉冲电压的上升率为 0, 由于, 输入脉冲电压的上升率远远小于分布电感 与分布电容 C 进行充 放电时电压的上升率, 因此, 振荡回路开始释放能量, 振荡回路会产生阻尼振荡 6
7 由于分布电感 和分布电容 C 的时间常数相对于励磁电感 比较小, 所以分布电感 和 分布电容 C 产生阻尼振荡的过程主要发生在开关管 Q 导通和关断的一瞬间 当开关管 Q 导通 或关断后不久, 阻尼振荡很快就会停止 当输入电压对分布电容 C 充满电后, 输入电压就完全 加到励磁电感 的两端 如果是反激式开关电源, 流过励磁电感 的电流将随时间从 0 开始线 性增加 ; 如果是正激式开关电源, 流过励磁电感 的电流将随时间按梯形波曲线增长 在开关管 Q 导通期间, 由于开关管的导通内阻非常小, 分布电容 C d 基本上是不起作用的 当开关管 Q 由导通状态转换为关断时, 开关管漏极和源极之间的分布电容 C d 将被接入电路中, 分布电感 和励磁电感 将同时产生反电动势, 并分别对分布电容 C d 和 C 进行充 放电, 电 容与电感在交替进行能量交换的过程中, 将产生串 并联振荡 但由于励磁电感 的时间常数比 C 和 C d 的时间常数大好多, 因此, 在产生振荡的过 程中, 主要由 C 和 C d 三者产生作用 另外, 在开关管开始关断期间, 由于 C d 实际上是一 个阻抗由小到大, 其阻抗变化过程类似于电容充电的可变电阻, 它只吸收能量, 而不会释放能 量 因此, 它在产生振荡的过程中, 只对充电曲线的上升速率起影响, 而对放电曲线的下降速 率不起影响 图 6 是图 4 和图 5 电路中, 当开关管导通时 ( 图 4), 输入电压 ui 通过开关变压器漏感 对分布电容 C 进行充电, 使漏感 与分布电容 C 产生冲击振荡时, 分布电容 C 两端的电压波 形 ; 和当开关管关断时 ( 图 5), 输入电压 ui 与开关变压器漏感 和分布电容 C C d 产生充 放电时, 电源开关管 D S 极两端的波形 在图 6 中, 图 6-a 是电源开关管 Q 导通时, 输入电压 ui 加于开关变压器初级线圈两端的电 压波形 ; 图 6-b 是分布电容 C 两端的电压波形 ; 图 6-, 是电源开关管 Q 漏极 D 与源极 S 之 间的电压波形 在 t 0 时刻, 电源开关管 Q 开始导通, 输入电压 ui 加于开关变压器两端, 输入电压 ui 首先 通过分布电感 对分布电容 C 充电, 此时, 由于输入电压 ui 的上升率大于电流通过分布电感 对分布电容 C 进行充电的电压上升率, 所以, 分布电感和分布电容都从输入电压吸收能量 输入电压 ui 在对分布电感 和分布电容 C 进行充电过程中, 分布电容 C 两端的电压是按正弦 曲线上升的 ; 而放电时, 其两端的电压则按余弦曲线下降 7
8 u i a) 0 t u p pa b) 0 t0 t t t3t4 t5 t6 t5 t6 t pa- u d da pa- m t0 t t t3 t4 dp R 较大时 R 较小时 ) 0 t 图 6 8
9 到 t 时刻, 流过 的电流达到最大值, 同时分布电容 C 两端的电压与输入电压 u i 相等 ( 或 与变压器初级线圈的正激输出半波平均值 pa 相等 ), 此时输入电压 u i 的上升率为 0, 输入电 压 u i 的上升率小于分布电感 对分布电容 C 充电的电压 u 上升率, 所以, 分布电感 开始释 放能量继续对分布电容 C 进行充电 此时, 在释放能量, 而输入电压 u i 和分布电容 C 都在吸 收能量, 分布电容 C 都两端的电压 u 继续按正弦曲线上升 到 t 时刻, 流过 的电流等于 0( 储存于 中的能量被释放完毕 ), 分布电感产生的反电 动势对分布电容 C 进行充电结束, 此时 C 两端的电压也达到最大值, 然后 C 开始按余弦曲线 对 和输入电压 u i 进行放电, 流过 的电流开始反向, 开始反向储存磁能量 到 t 3 时刻,C 两端的电压又与输入电压 u i 相等, 电容停止放电, 此时, 储存的磁能量将 转化成反电动势 e 给电容 C 进行反向充电, 使 C 两端的电压低于输入电压 u i 到 t 4 时刻, 流过 的反向电流等于 0,C 两端的电压达到最低值, 然后输入电压又开始通 过 对 C 进行充电, 至此, 分布电感 与分布电容 C 第一个充放电周期结束 到 t 4 时刻之后, 输入电压 ui 对分布电感 和分布电容 C 进行充电的过程, 以及分布电感 和分布电容 C 互相进行充电的过程, 与 t 0 ~t 4 时刻基本相同 但由于在此期间, 输入电压的 上升率等于 0, 输入电压不再向分布电感 和分布电容 C 提供能量, 因此, 分布电感 与分布 电容 C 产生自由振荡的幅度是随着时间衰减的, 其衰减速率与等效电阻大小有关 到 t 0 时刻, 分布电感 与分布电容 C 产生的阻尼自由振荡的幅度被衰减到差不多等于 0, 此时, 分布电容 C 两端的电压等于变压器初级线圈的正激输出半波平均值 pa 关于半波平均 值 pa 和 pa- 的计算方法及定义, 请参考第一章的 (-70) 和 (-7) 式及说明 在图 6-b 中, pa 为变压器初级线圈正激输出电压的半波平均值, 此值与输入电压相等 ; pa- 为变压器初级线圈反激输出电压的半波平均值, 此值与占空比相关 ; 当占空比等于 0.5 时, pa- 与输入电压在数值上相等, 但符号相反 到 t 时刻, 电源开关管 Q 开始关断, 由于流过分布电感 和励磁电感 的电流通路突然 被切断, 其必然会产生反电动势 e 和 e, 此二反电动势将与输入电压 ui 一起串联对分布电容 C 和 C d 进行充电 但由于 C 两端的电压与 e 电压基本相等, 因此, 对分布电容 C d 进行充电的电 压正好是输入电压 u i 与反电动势电压 e 和 e 三者之和 9
10 到 t 时刻, 电源开关管 Q 已经完全关断, 但二反电动势 e 和 e 与输入电压 ui 还继续对分 布电容 C 和 C d 进行充电, 不过, 此时 C d 的容量已经变得非常小, 因为它表示开关管内部的扩 散电容, 属于电阻性质, 当开关管完全关断之后, 阻值为无限大 直到 t 3 时刻, 分布电感 储存的磁能量基本被释放完, 二反电动势 e 和 e 才停止对分布 电容 C 和 C d 继续进行充电 ; 此时, 分布电容 C 和分布电容 C d 的两端电压均达到了最大值, 即, 加到电源开关管 Q 漏极上的电压达到最大值 ; 而后, 分布电容 C 又对原充电回路进行放 电, 并产生自由振荡, 但由于电源开关管 Q 关断后阻抗为无效大, 其放电回路只能通过等效 R 和励磁电感 进行, 所以振幅很快就衰减到 0 图 3- 为电源开关管 D S 两端的波形 在图 6- 中, da 为开关管 Q 关断期间,D S 两极之间电压的半波平均值, da 等于输入电 压 u i (u i =) 与变压器初级线圈产生反激输出电压的半波平均值 pa- 之和 ; dp 为开关管关断期 间 D S 两极之间电压的峰值 dp 和 da 的值均与占空比有关, 当占空比等于 0.5 时, da 约等 于输入电压 u i (u i =) 的 倍, 而 dp 则大于输入电压的 倍, 并且 dp 的值还与漏感 的值大 小有关, 的值越大, dp 的值也越大 开关变压器次级线圈输出电压的半波平均值 pa 和 pa- 由下面两式求得 : pa T on on 0 u dt n o i Q 导通时 (5) (5) 式中的 u o 为正激输出电压, 其值为 : u o e ne n Q 导通时 (6) P i pa pa T off off on nid uodt D Q 关断时 (7) (7) 式中,D 为占空比,u o 为反激输出电压, 其值为 : 0
11 R R t i uo ir ( Ton) e n Q 关断时 (8) (8) 式中, 分别为开关变压器初 次级线圈的电感,n 为开关变压器线圈的匝数比, n=n/n,i 为变压器初级线圈的输入电压,Ton 为开关管的导通时间,R 为等效负载电阻 值得说明的是, 上面 (5)~(8) 式并没有把分布电感 对输出电压的影响考虑在其中 由于分布电容 C d 表示开关管内部的扩散电容, 它的容量在 Q 的关断过程中一直在改变 ( 由 大变小 ), 因此, 分布电感 和励磁电感 产生的反电动势 e 和 e 对分布电容 C d 进行充电时, 其电压上升率并不是完全按正弦曲线规律变化 另外, 由于励磁电感 大, 因此, 在数值上远比分布电感 和 C 产生自由振荡的频率比 和 C 产生自由振荡的频率低很多 这里顺便指出, 图 6-b 的波形是很难测量到的, 因为分布电感 与分布电容 C 产生自由振 荡的过程, 基本上都在变压器内部的分布电感与分布电容之间进行, 用仪器很难直接进行测量 ; 但通过测量变压器次级线圈的波形, 也可以间接测量图 6-b 中波形的振幅 ; 而图 6- 的波形可以 直接进行测量, 两者的振幅均与分布电感 的数值大小有关, 还与等效电阻 R 的阻值有关 分 布电感 的数值越大, 振幅也越大, 等效电阻 R 的阻值越大, 振幅也越大 当自由振荡很强时, 自由振荡会通过电磁辐射的形式给周边的电路或电子设备造成 EMI 干 扰 这一点在进行开关变压器设计时务必要注意, 应该尽量减小分布电感 的数值 下面我们进一步通过数学的计算方法来对电路的参数进行详细分析 对漏感与分布电容的影响进行数学分析 图 4 中, 当电源开关管 Q 导通时, 设输入电压为, 流过 的电流为 i, 流过 C 的电流为 i, 流过 的电流为 i, 流过 R 的电流为 i 3,C 存储的电荷为 q, 如果忽略 d 的作用, 则列出 回路方程为 : di q 0 (9) dt C
12 dq u q u q 由于, i i i i3, i, i dt dt dt, i3 ; 其中, u 为 C 两端 C R RC 的电压 对电流进行微分即可得到 : di dt d q q dt C dq RC dt (0) 把 (0) 代入 (9) 式可得 : d q dq q ( ) 0 () dt RC dt C () 是一个非齐次二阶微分方程 我们知道, 非齐次二阶微分方程的解等于其齐次微分 方程的解与非齐次二阶微分方程特解的和, 其齐次微分方程为 : d q dt dq RC dt q C ( ) 0 () () 式表示, 电容 C 充满电后, 输入电压等于 0 时电容两端电压或存储电荷随时间变化 的过程 对 () 式求解, 需要先求解其特征方程, 其特征方程为 : r r RC C ( ) 0 (3) 由此求得其特征方程的解为 : r RC R 4 C C 4 C (4)
13 R C 如果我们直接用 (4 ) 式来求解 (0 ) 式, 结果将会变得非常复杂 由于, 4 4 << <<, C C 这也是电路产生谐振的基本条件, 所以 (4) 式可以简化为 : 4 r (5) RC C 由此求得 : r RC j C j (6) 上式中, 为衰减指数因子, RC 角频率 C 为分布电容 C 与漏感 产生串联振荡的 由此可以求出齐次微分方程 () 式的通解为 : t q e A o t A in ) (7) ( t 上式中, e t 为衰减系数, 它是一个随时间变化的函数, A A 为待定系数 前面已经指出, 齐次微分方程 () 式仅表示电容 C 充满电后, 输入电压等于 0 时, 电容 两端电压或存储电荷随时间变化的过程, 即, 当 t = 0 时,q 从最大值开始随时间变化的过程 但齐次微分方程 () 式并不完全表示电容 C 充 放电的全过程, 我们仔细观察 (7) 式便知 : 在 C 电路中, 当 t = 0 时, 如果 q 为最大值, 电容一定是按余弦规律放电 ; 如果 q 为最小值, 则电容一定是按正弦规律充电 因此, 我们还需要根据初始条件来对 (0) 非齐次微分方程式 进一步求解 3
14 当电源开关管 Q 导通时, 输入电压才开始对电容 C 充电,C 电容两端的电压不可能被充 满电 ; 因此, 当 t = 0 时, 电容 C 两端的电压等于 0, 由此可知,(7) 式中的 A 0, 因此, (7) 式可以改写为 : t q e A int (8) 另外, 非齐次微分方程 () 式的解应该等于齐次微分方程 () 式的通解与 () 式特 解之和 为求特解, 我们先来观察 () 和 () 式, 分析它们之间的特征, 然后用代入法来求解 设 () 式的特征解为 : 求得 () 式的特解为 : * q * * d q dq a, 则求得, 0, 0 ; 把结果代入 () 式, 即可 dt dt q * a C 或 (9) 上式中的电压 实际上就是电容 C 两端电压的半波平均值 pa 它等于输入电压 在漏感 与励磁电感 组成的串联电路中励磁电感 两端的分压的半波平均值 由于漏感 与励磁电 相比非常小, 因此, 可以把 看成与输入电压 基本相等 感 因此, 非齐次微分方程 () 式的解为 : 或 q e t A in t q * u Ae t t in (0) 4
15 上式中,A 为待定系数, 为正弦波的振幅, e at 为一个小于 的随时间减小的衰减系数 由 于 等于电容 C 两端电压的半波平均值 pa, 因此 A 的最大振幅就是, 即 : A 可以求得 () 式微分方程的解为 :, 由此 u e t int ( e t int ) t ( e in t ) 开关管导通时 () () 式是当电源开关管 Q 导通时, 分布电容 C 两端电压随时间变化的表达式, 它由两部 分电压组成, 一部分是电容 C 两端电压的半波平均值, 由 (9) 式表示 ; 另一部分是正弦阻 尼振荡, 其最大振幅等于, e t 是一个小于 的衰减系数, 其中 RC, 为衰减指数因子 由 () 式可以看出, 等效负载电阻 R 的值和分布电容 C 的值越大, 衰减指数因子的值就 越小, 而衰减系数的值就越接近 对于一个功率大约为 00 瓦的开关变压器, 其初级线圈的分布电容大约在 00~000 微微法 之间, 如果把次级线圈的分别电容也考虑进去, 总的分布电容可能要大一倍 假设开关变压器 初级线圈的等效分布电容 C 为 000P, 漏感 为 30uH, 根据 (6) 式可求得振荡频率约等于 900kHz 此振荡波形会迭加到变压器次级线圈的输出电压之中, 使输出脉冲波形的前后沿产生 严重失真, 即 : 脉冲电压的前沿上升率降低, 并产生过冲或振铃, 脉冲电压的后沿产生过冲或 振铃 ; 当负载较轻时, 振铃振幅很强, 会造成很强的 EMI 辐射干扰 图 6-b 是当电源开关管 Q 导通到关断时, 分布电容 C 两端电压 u 的波形 在图 6-b 中, 当 电源开关管 Q 导通的瞬间, 即 t = t 0 ~t 时刻, 输入电压由 0 突然上升到, 但由于分布电感 的存在, 分布电容 C 两端的电压 u 并不能像输入电压 ( 方波 ) 那样, 由 0 突然升到, 因为 u 电压的上升率不但要受到分布电感 的限制, 同时也要受到电源开关管导通速度的限制, 即 : 分布电容 C 开始被输入电压 充电时, 其两端电压 u 的上升率除了受到 R C 等元件的时 间常数影响外, 还要受到电源开关管导通速度的影响 5
16 另外,C 谐振电路的振荡幅度对于正激式开关电源和反激式开关电源是不同的 对于正激 式开关电源, 当电源开关管 Q 导通的时候, 开关变压器要向负载输出能量, 其等效负载电阻 R 的值相对比较小, 衰减系数相对也比较小, 因此,C 振荡被阻尼就比较厉害, 振荡幅度下降就 比较快 一般当第一个振荡周期过后,C 回路就很难再振荡起来 对于反激式开关电源, 当电源开关管 Q 导通的时候, 开关变压器只是存储能量, 没有能量 输出, 因此, 等效负载电阻 R 的值相对比较大, 衰减系数相对比较大 ( 约等于 ); 此时,C 振荡的波形与等幅振荡的波形比较接近, 其最大振荡幅度 m 约等于分布电容 C 两端电压的半 波平均值, 即 : 分布电容 C 两端电压 u 的峰值电压 p 约等于输入电压 的 倍 请参考图 6-b 我们从 () 式以及图 3 和图 4 可以看出 : 当电源开关管 Q 导通时, 分布电容 C 两端电压 u ( 也是励磁电感 两端的电压 ), 由一个最大振幅约等于输入电压 的正弦振荡电压与一个 分布电容 C 两端电压的半波平均值 迭加 当电源开关管 Q 关断瞬间, 即 t = t 0 ~t 时刻, 开关变压器初级线圈的电流回路突然被切断, 原来存储于 C 中的能量, 只能通过等效负载 R 和电源开关管的内阻 ( 分布电容 C d ) 进行充电来释放 由于图 3 等效电路中的各元器件参数, 在电源开关管导通期间 ( 图 4) 和关断期间 ( 图 5) 都不一样, 因此,() 式的计算结果只适用于开关管导通期间分布电容 C 两端电压, 或通过 () 式求流漏感 的电流 而当电源开关管 Q 关断时, 由于开关变压器次级线圈整流滤波电 路被接通 ( 反激式开关电源 ), 等效负载电阻 R 突然会变小, 此时,C 振荡主要在漏感 和电 源开关管的分布电容 C d 组成的充放电回路中进行 由于 C d 为开关管内部的扩散电容, 属于电阻性质, 当开关管完全关断之后, 阻值为无限大, 漏感 产生的反电动势 e 只会对 C d 进行充电 ( 通过开关管的内阻释放能量 ), 而 C d 不会对漏 感 进行反充电 ; 因此, 当漏感 储存的能量释放完后, 其后续振荡过程也不会再发生 当开关管完全关断时 ( 图 5), 加于分布电容 C d 两端的电压, 正好是输入电压 与漏感 产生的反电动势电压 e 和励磁电感 产生的反电动势电压 e 三者之和 因此, 当开关管关断时, 6
17 在开关管的 D S 极之间会产生很高的尖峰脉冲电压 为了防止尖峰脉冲把开关管的漏极与源极 击穿, 在实际应用中, 一般都要对开关管采取过压保护措施 3 电源开关管的过压保护电路 在单激式开关电源中, 无论是正激式还是反激式开关电源, 都要求对电源开关管采取过压 保护, 以防止当开关管突然关断瞬间, 开关变压初级线圈产生的反激脉冲尖峰电压与输入电压 进行迭加后, 加到电源开关管的 D S 极两端, 把电源开关管击穿 为了防止电源开关管击穿, 图 7 是一种抑制反激脉冲尖峰电压, 对电源开关管具有过压保 护作用的 RCD 尖峰脉冲吸收电路 之所以把它称为 RCD 尖峰脉冲吸收电路, 因图中主要器件 由 R C D 组成 为了分析方便, 我们把开关变压器等效成一个理想的 ( 漏感等于 0 的 ) 开关变压器 T 与一 个漏感 相串联, 把开关变压器初级线圈 N 产生励磁作用的电感 称为励磁电感 ; 分布电容 C 为开关变压器初线圈的分布电容与次级线圈的分布电容等效到初线圈后, 总的等效电容 T uo D o e R C u C e i N N e i C R u Io D g d Id Cd Q 图 7 开关电源的 RCD 尖峰电压吸收电路在图 7 中, 当电源开关管 Q 关断时, 开关变压器初级线圈产生的反激电压脉冲 ( 包括漏感产生的反激电压脉冲 ) 将会与输入电压 迭加, 同时加到电源开关管 Q 的 D S 极两端, 此时, 整流二极管 D 将导通, 并对 C 进行充电 ;C 的作用就是把加到开关管 D S 极两端的尖峰脉冲电压加以吸收, 以防止开关管被尖峰脉冲电压击穿 ; 而 R 的作用是把 C 吸收尖峰脉冲电压产生 7
18 的积累电荷泄放掉, 为下一次尖峰脉冲的吸收做好准备, 否则, 经过多个尖峰脉冲电压吸收之 后, 电容积累的电荷将会越来越多, 其两端电压也会越来越高, 最后将会失去吸收尖峰脉冲的 作用 值得注意的是, 当电源开关管 Q 关断时, 由于变压器次级线圈整流滤波电路 D 和 C 的 接入, 开关变压器初 次级线圈的等效分布电容 C 相对于滤波电容 C 来说, 其作用将变得微 不足道 ; 此时, 由于输出电压 o 通过变压器初 次级线圈的耦合和反射作用, 使得变压器初级 线圈产生的反电动势电压 e 完全被钳制在一个与次级输出电压 o 成正比的数值上, 即 : e n o, n N /N 另外, 由于开关管 Q 两端的等效分布电容 C d 并不是一个纯电容, 而实际上是一个阻抗由小到大, 其阻抗变化过程类似于电容充电的可变电阻, 它只吸收能量, 而不会释放能量 当它两端的电压 d 高于电容 C 两端的电压之后, 即, 整流二极管 D 导通之后, 分布电容 C d 的作用就完全变成了一个分流电阻 R d 此时, 流过电阻 R d 的电流越大, 开关管的损耗也越大, 适当选择图 7 中电容 C 的容量和电阻 R 的阻值, 可以减小流过电阻 R d ( 开关管关断过程中的等效电阻 ) 的电流, 从而可以降低开关管的损耗 换一句话说,RCD 尖峰脉冲吸收电路对开关管进行过压保护, 就是通过电容 C 和电阻 R 对流过电源开关管 (R d ) 的电流进行分流来实现的 ;RCD 尖峰脉冲吸收电路, 不但可以降低开关管漏极与源极两端的峰值电压, 还可以降低开关管的损耗 4 电源开关管保护电路参数的计算 从图 7 可以看出, 当电源开关管 Q 关断时, 励磁电流在开关变压器铁芯中储存的磁能量将 会通过开关变压初 次级线圈产生反电动势进行释放, 次级线圈产生的反电动势将通过整流滤 波电路进行平滑滤波后, 再给负载提供功率输出 ; 同时流过变压器次级线圈的电流也要给变压 器铁芯进行消磁, 使变压器铁芯中被磁化后的磁感应强度 ( 最大磁通密度 Bm) 退回到被励磁电 流磁化之前的值 ( 剩磁 Br) 但在实际消磁过程中, 由于变压器初 次级线圈存在漏感, 流过次级线圈 N 的电流 i 并 不能完全使变压器铁芯进行退磁, 即, 变压器铁芯中储存的, 未被电流 i 退磁的一部分磁能量, 将会通过漏感 产生的反激电压脉冲, 在变压器初级线圈回路中产生电流来释放 此时, 如果 8
19 反激脉冲电压 e 泄放回路的等效电阻 ( 图中未画出 ) 很大, 将会在漏感 或等效电阻 R 两端产 生非常高的反激输出电压 在图 3 或图 7 中, 电源开关管 D S 极两端的等效电容 C d ( 实为等 效电阻 R d ), 就相当于漏感 产生反激脉冲电压 e 泄放回路的等效电阻 前面已经分析过 ( 参看图 3 和图 6), 当电源开关管 Q 关断时, 加到开关管 D S 极之间 的电压等于输入电压 与开关变压器初级线圈 N 产生的反激输出脉冲电压 ( 包括漏感产生的 反激输出脉冲电压 ) 之和 ; 而开关变压器初级线圈 N 产生的反激电压脉冲, 正好等于其半波平 均值与一个振荡波形迭加 ( 参看图 6-) 可以证明, 在开关电源电路中, 当电源开关管突然关断时, 反激输出尖峰高压脉冲主要是 由变压器的漏感 产生的 ; 漏感 产生的尖峰脉冲, 首先迭加在一个幅度为开关变压器初级 线圈 N 反激输出电压的半波平均值之上, 然后再与输入电压迭加 ; 三个部分电压迭加后都一起 加到电源开关管的 D S 极之间 在反激式开关电源之中, 开关变压器次级线圈一般都要与整流滤波电路连接, 经整流滤波 后输出的直流电压, 其纹波电压非常小, 其输出电压基本上就等于开关变压器次级线圈反激输 出电压脉冲的半波平均值, 或输出电压就是在半波平均值的基础上迭加一个纹波, 当纹波电压 很小时, 输出电压就可以认为等于输出电压脉冲的半波平均值 关于变压器初 次级线圈反激输出电压的幅值以及半波平均值的定义与计算, 请参考前面 (5)~(8) 式, 不过需要注意的是, 这些等式给出的结果, 并没有把分布电容对电路的影响 考虑进去, 当把分布电容考虑进去时, 电路相对要复杂一些 根据以上分析, 以及 (5)~(8) 式计算结果, 开关变压器次级线圈输出到整流二极管的 反激输出电压脉冲的幅度正好等于输出电压脉冲的半波平均值 ( 忽略整流二极管的压降以及分 布电感 对输出电压的影响 ); 通过电磁感应, 次级电压脉冲幅度等效到初级线圈的电压脉冲 幅度也是半波平均值, 即 : pa n pa, pa 为初级线圈电压脉冲的半波平均值, pa 为次级 线圈电压脉冲的半波平均值,n 为变压器次级线圈与初级线圈的电压比 在正激式开关电源之中, 开关变压器必须要设置一个次级反馈线圈, 反馈线圈输出的反激 电压脉冲经过整流之后, 再反馈回工作电压的输入端, 这相当于反馈线圈输出的反激电压脉冲 高出输入电压部分完全被限幅 ; 因此, 在反馈线圈输出的电压中基本不含尖峰脉冲电压, 其等 效到初级线圈输出的反激电压也不含尖峰脉冲电压 9
20 由此可知, 当电源开关管关断时, 无论是反激式开关电源或者是正激式开关电源, 在无漏感的情况下, 开关变压器初级线圈反激输出的电压脉冲幅度都基本等于半波平均值, 从而可以间接证明 : 开关变压初级线圈产生的高压反电动势是由变压器初级线圈的漏感 产生的 由 (5)~(8) 式可知, 变压器初 次级线圈反激输出电压的幅值主要与电源开关管的导通时间 T on 的大小和电流回路中泄放电阻的大小有关, 还与充电回路的电容大小有关 ; 当电流回路中泄放电阻的阻值很大或者开路时, 漏感产生的反激输出电压脉冲幅度是很高的, 但其半波平均值与泄放电阻的阻值大小几乎不相关, 只与脉冲宽度相关, 请参看 (5)~(8) 式 在图 7 中, 当电源开关管 Q 关断时, 如果忽略整流二极管的电压降, 电容器 C 两端的电压 u, 就等于变压器初级线圈中励磁电感 与漏感 产生的感应电动势 ( 反激电压 ) e 与 e 之 和, 即 : 其中, e u e 开关管关断时 () e ( n ) n pa pa 开关管关断时 (3) 上面两式中, u 为电容器 C 两端的电压, e 和 e 分别为变压器初级线圈励磁电感 和漏感 产生的感应电动势 ; pa 为变压器次级线圈 N 反激输出电压的半波平均值, 为电容器 C 两端的纹波电压,n 为变压器次级线圈与变压器初级线圈的变压比 假设变压器初级线圈的等效电感为,, 当电源开关管 Q 接通时, 流过变压器 初级线圈的电流为 : i t 0 dt t i(0) 开关管接通时 (4) 在开关管关断瞬间, 流过变压器初级线圈的电流达最大值, 其值为 : 0
21 I m Ton i(0) 开关管关断瞬间 (5) 上两式中, i 为流过变压器初级线圈的电流, I m 为流过变压器初级线圈电流的最大值 ; i(0) 为流过变压器初级线圈电流的初始值, 即 : 当 t = 0 时 ( 开关管关断前瞬间 ) 流过变压器初级线 圈的电流, i (0) 大小与电源开关管的占空比有关, 当占空比等于或小于 0.5 时, i (0) 等于 0 由此求得开关变压器初级线圈励磁电感 和漏感 存储的能量分别为 : W I m (6) W I m (7) 上面式中, W 和 W 分别为开关变压器初级线圈励磁电感 和漏感 存储的能量 其中, W 是需要 RCD 尖峰脉冲吸收电路进行吸收的能量 ; 而励磁电感 存储的能量 W, 则不需要 RCD 尖峰脉冲吸收电路进行吸收, 如果吸收了, 开关电源的工作效率将会降低, 因为 W 是用 来为负载提供能量输出的 根据以上分析, 在理想的情况下, 漏感 存储的能量应该等于电容 C 储存的能量与电阻 R 损耗的能量以及电源开关管损耗的能量, 三者的总和 即 : W I m W W r W d 开关管关断期间 (8) (8) 式中, W 为电源开关管由导通到完全关断期间电容器 C 储存的能量, W 为电源开 关管由导通到完全关断期间电阻 R 损耗的能量, W 为电源开关管由导通到完全关断期间漏极 电流 ( 逐步减小 ) 对电容器 C 充电产生分流作用所做的功 d r
22 如果不考虑电阻 R 对电容器 C 充电时产生的分流作用, 以及开关管由导通到完全关断期间 漏极电流 ( 逐步减小 ) 对电容器 C 充电时产生的分流作用, 即 : Wr 0 Wd 0, 则 (8) 式 可以改写为 : W I m C( ) 开关管关断期间 (9) 或 W Im C( )( ) 开关管关断期间 (30) 上面 式中, 为电容器被充电前的电压 x( 最低电压 ), 压 ( 最高电压 ) m 为电容器被充满电后的电 从 (30) 式中可以看出, ) 正好是电容器两端电压的纹波电压 p p, 即 : 纹波电 ( 压 p p m x ; 而 ) 正好等于电容器两端电压半波平均值 pa的 倍, 即 ( ( ) 因此 (30) 式又可以改写为 : pa W I m C pa W 开关管关断期间 (3) (3) 式中, pa 为电容器 C 两端电压的半波平均值, ΔW 电容器 C 每次充电储存能量的 增量, Δ 为电容器 C 充电时的电压增量, 其值正好等于纹波电压 p p, 即 : Δ p p 当电容器 C 进行第一次充电时, 0, = Δ, 并且 Δ 有最大值 Δ m 因此,(30) 式又可以写为 : W I m C C m 开关管第一次关断 (3)
23 仔细观察 (3) 式和 (3) 式可知, 当电容器 C 的积累电荷很小时, 电容器 C 两端电压的 半波平均值就正好等于或略大于纹波电压的两倍, 即 : pa m 为了计算方便, 在计算过 程中, 我们可以令电容器 C 两端电压的半波平均值约等于纹波电压的两倍来进行计算 即 : pa m 把 (5) 式代入 (3) 式, 并注意到当 D 0.5 时, i ( 0) 0, 可得 : Cm I m C Ton C T on C 开关管第一次关断 (33) 或 C I T m on ( ) ( ) 开关管第一次关断 (34) m m 如果考虑电阻 R 对电容器 C 充电时的分流作用, 以及开关管由导通到完全关断期间漏极电 流 ( 逐步减小 ) 对电容器 C 充电时的分流作用, 则 (33) 和 (34) 式可以改写为 : Cm ri m C Ton r C r T on C 开关管第一次关断 (35) 或 C I T m on ( r ) ( r ) 开关管第一次关断 (36) m m (35) 和 (36) 中,r 为一个与电阻 R 大小有关和与开关管 D-S 极之间分布电容参数有关的分流系数,0 r 分流系数表示: 当考虑电阻 R 对电容器 C 充电的分流作用, 以及开关管由导通到完全关断期间, 漏极电流对电容器 C 充电的分流作用时,R 和 D-S 极分布电容对电容器 C 充电产生的分流作用为 ( - r) 倍 当 R 开路和 D-S 极分布电容等于 0 时, 分流系数 r = 3
24 在实际应用中, 总是要对计算结果预留一定的余量 ; 如果令 (35) 和 (36) 式中的分流系 数 r =, 即 : 当使用 (35) 和 (36) 式计算电容器两端的纹波电压或电容器的容量时, 其计算 得到的结果就相当于已经预留了 ( - r) 倍的余量 因此, 我们可以用 (35) 和 (36) 式来计算 电容 C 的容量以及其两端纹波电压 Δ 的极限值 从 ( 35) 式可以看出, 开关管每关断一次, 电容器 C 两端的电压就要增加一个电压增量 Δ ; 为了不让电容器 C 两端的电压不断增加, 必须要在开关管导通期间, 把电容器 C 每次充电新增 的电荷通过 R 释放掉 ; 即, 在开关管每次关断之前, 电容器 C 两端的电压都要通过电阻 R 释放 掉一部分, 使下降的电压正好与电容器 C 充电时新增的电压 Δ 下降的电压为 - Δ 在数值上相等, 符号相反 ; 即 由此可知 : 电容器 C 容量的选取, 对于开关管每次关断时所吸收的能量多少至关重要, 如 果容量选得太小, 当电容器第一次充电产生的电压增量 ( Δ 0 ) 与输入电压迭加后, 很可能就会超过电源开关管的耐压值 ; 当开关管导通之后, 电容器 C 开始对电阻 R 放电, 其后, 电容器每次充电和放电的电压增量 Δ 和 - Δ 的多少, 均由电阻 R 的阻值来决定 当电容器经过多次充 放电之后, 电容器两端的电压 ( 最大值 ) 相对要比第一次充电产生 的电压 ( 最大值 ) 略有升高, 电容器两端电压的半波平均值 pa m 也将略有升高 ; 但电容器两端 的最高电压 m pa C 还是不能超过电源开关管的最高耐压与输入电压之差 由图 7 可以看出, 电容器 C 两端电压的最大值 m 等于变压器初级线圈励磁电感 产生的 感应电动势 e 和漏感 产生的感应电动势 e, 两者之和 ( 即变压器初级线圈的反激输出电压 ) 的半波平均值, 与电容器 C 充电时产生的电压增量 Δ 的二分之一, 三者迭加 即 : m pa pa 开关管关断期间 (37) (37) 式中, m 为电容器两端电压的最大值, 为开关变压器初级线圈反激输出电压的 半波平均值, pa pa; pa 为励磁电感 产生感应电动势 e 的半波平均值, 4 pa 为
25 漏感 产生感应电动势 e 的半波平均值 ; Δ 为电容吸收尖峰脉冲电压的增量 ( 与纹波电压 p p 相等 ) 实际上, 当电容器充放电达到动态平衡之后, 电容器两端电压的半波平均值 pa 与开关变压器初级线圈反激输出电压的半波平均值 于 应该完全相等 当漏感 储存的能量 W 完全被吸收时, 漏感 产生感应电动势 e 的半波平均值 Δ 把 pa Δ 代入 (37) 式, 电容器 C 两端的最大电压 m 又可以写为 : pa 应该等 m pa 开关管关断期间 (38) 根据上面分析, 如果忽略整流二极管 D 的正向压降, 电源开关管 D-S 两极之间的最高电压 md 则可由下式决定 : 或 md md m m m m 开关管关断期间 (39) m m pa 开关管关断期间 (40) (39) 和 (40) 式中, md 为开关管 D-S 极两端的最高电压, m 为输入电压的最大值, m 为电容器两端电压的最大值 ; 为开关变压器初级线圈反激输出电压的半波平均值, pa pa; pa 为励磁电感 产生感应电动势 e 的半波平均值, pa 为漏感 产生感 应电动势 e 的半波平均值 ; Δ 为电容吸收尖峰脉冲的电压增量 可根据 (5)~(8) 式 求得 : T T off on D D 开关管关断期间 (4) 5
26 (4) 式中, 为电源输入电压,T on 为电源开关管的导通时间,T off 为电源开关管的关断 时间,D 为占空比 而 pa 可根据漏感 与开关变压器初级线圈的电感 的比值 k 求得 或 pa ( k) 开关管关断期间 (4) pa k 开关管关断期间 (43) (4) 和 (43) 式中, k / 为漏感 与开关变压器初级线圈的电感 的比值 当电源开关管 Q 由关断转为接通时, 电容器 C 两端电压将通过 R 按指数衰减规律进行放电 即 : u t RC me ) e t RC ( 开关管导通期间 (44) 在电源开关管 Q 由导通转为关断的瞬间, 电容器 C 两端的电压应该为最小值 可由下式求得 : x 其结果 Ton Ton RC RC x me ( ) e 开关管导通期间 (45) 当 Δ 与 - Δ 在数值上完全相等时, x 还可以写成 : x m e Ton RC ( ) 开关管导通期间 (46) 对 (45) 和 (46) 式进行求解得 : 6
27 T on RC ( ) e ( ) 开关管导通期间 (47) 或 e Ton RC ( ( ) ) 开关管导通期间 (48) Ton RC ( ) ln 开关管导通期间 (49) ( ) (48) 和 (49) 式就是我们用来计算 RCD 尖峰脉冲吸收电路参数, 电阻 R 电容器 C 的容 量 电容吸收尖峰脉冲的电压增量 Δ 和开关管导通时间 T on 等参数的关系式 以及开关变压器初级线圈反激输出电压的半波平均值 (48) 和 (49) 式中,R 为 RCD 尖峰脉冲吸收电路中释放电阻的阻值,C 为吸收尖峰脉冲 电容器的容量,T on 为电源开关管的导通时间 ; Δ 纹波电压 P P 为电容吸收尖峰脉冲电压的增量 ( 其值等于 ), 为开关变压器初级线圈反激输出电压的半波平均值 ; 的值可根据 (4) 式求得 在使用 (48) 和 (49) 式之前, 还需要先利用 (33) 和 (34) 式或 (35) 和 (36) 式 计算出电容器 C 的容量, 以及根据开关管的最大耐压 BV m 定义好电容器 C 吸收尖峰脉冲电压增 量 Δ 的数值 下面我们来讨论一下, 电容器电压增量 Δ 数值的选取 前面已经分析过, 当电源开关管 Q 关断时, 加到开关管 D S 极之间的电压等于输入电压 与开关变压器初级线圈 N 产生的反激输出脉冲电压 ( 包括漏感产生的反激输出脉冲电压 ) 之 和, 参看 (39) (40) 式 在图 7 中, 开关变压器初级线圈 N 产生的反激电压脉冲的最大值, 正好等于 RCD 尖峰脉冲吸收电路中电容器两端电压的最大值 m, 而 m 可以根据 (37) ( 38) (39) (40) 式求得 7
28 RCD 尖峰脉冲吸收电路参数计算举例 开关变压器初级线圈漏感 的计算反激式开关变压器的漏感一般都比较大, 漏感与初级线圈电感之比, 大多数都在 ~5% 之间 漏感的大小主要与变压器初 次级线圈的绕法 铁芯和骨架的结构, 以及气隙大小等参数有关, 还与磁通密度取值的大小有关, 因为磁通密度取得越大, 导磁率就会越小, 漏感相对也要增大 漏感小于 % 或大于 5% 的开关变压器, 其结构一般都比较特殊 开关变压器初级线圈电感量的大小, 主要与开关电源的工作频率有关, 还与工作电压和输出功率的大小有关 一般输出功率越大, 工作频率就越低, 电感量相应也要增大 ; 而工作电压越高, 电感量也越大 一般工作频率为 30~50kHz, 工作电压为 AC0V~0V 的开关变压器, 其初级线圈的电感量大约为 :300~000 微亨, 漏感大约为 :0~00 微亨 ; 计算时, 可按 3~ 6% 的比例来取值进行估算 例如 :=000uH, 则可取 = 30~60uH 开关变压器初级线圈的电感 和漏感 的大小可以用仪表直接测量 测量开关变压器初级线圈漏感的最简单方法是把开关变压器次级线圈两端短路, 然后再测量开关变压器初级线圈的电感, 即漏感 不过测量时不要选择测试频率太高, 因为开关变压器初级线圈的分布电容对测量结果影响很大 尖峰脉冲吸收电容器容量的计算 要计算尖峰脉冲吸收电容器容量, 首先要计算流过变压器初级线圈电流的最大值 计算流过变压器初级线圈的最大电流 I m 可根据开关电源的最大输入功率 P m 来估算 电流 I m 可根据开关电源的最大输入功率 P m 来估算 根据 (6) 式, 当输出功率一定时, 输入电压在一定的范围内, 流过变压器初级线圈的最大电流 I m 和输出电压 o 基本是稳定的 ; 变压器初 次级线圈反激输出电压的半波平均值也基本是稳定的, 与输入电压的大小无关, 但对应不同的输入电压必须对应不同的占空比, 参看 (4) (4) 式 当流过开关变压器初级线圈的最大电流确定之后, 尖峰脉冲吸收电容器容量以及电容充电时电压增量的数值就可以按 (33)~(36) 式进行计算 8
29 在实际应用中, 电容器 C 吸收尖峰脉冲电压增量 Δ 的数值, 与开关管的耐压 BV m 的参数 大小有关 假设电源开关管的耐压 BV m 为 650V, 如果预留 0% 的余量, 那么, 正常工作时, 加到开关管 D-S 极之间的最高脉冲电压 md 只能达到 50Vp 而在 50Vp 的 md 电压之中, 电 容器 C 吸收尖峰脉冲电压增量 ( 等于 P P ) 这一项是要首先考虑的 假设 等于 md 电压的 0%, 即 : 04 V, 当最高输入电压为 360V 时 ( 对应交流输入电压为 AC53V), 根据 (39) 式可求得 : md m (V) (50) 假设漏感 与开关变压器初级线圈的电感 的比值 K 为 5%, 根据 (4) 式可求励磁电感 产生的反击输出电压 e 的半波平均值 pa 为 : ( k) (V) (5) pa 大多数反激式开关电源的最大输出功率都在 00W 一下, 因为用于反激式开关电源功率损耗大于 0W 的电源开关管种类很少, 如需要较大的输出功率, 一般都选用半桥式或全桥式双激式开关电源 假设开关电源的最大输出功率为 50W, 当占空比 D = 0.5 时, 变压器初级线圈的反激输出电 压的半波平均值 与输入电压 相等, 即, =08V, pa 0. 6 V, 而流过变压器 初级线圈的最大电流 I m 等于平均电流的 4 倍, 由此可求得最大输入电流 I m =.95A ; 假设开关变压器初级线圈的电感量 =000uH, 漏感 = 50uH 把这些参数代入(34) 式, 可求得 : I.95 m -6 - C m ( ) 500 ( ) (F) 不考虑分流 (5) 04 9
30 当考虑电阻 R 对电容器 C 充电的分流作用, 以及开关管由导通到完全关断期间, 漏极电流 对电容器 C 充电的分流作用时, 根据 (36) 式, 假设分流系数 r = 0.5, 则 (5) 式还可改写为 : I.95 m -6 - C ( r ) 500 (0.5 ) (F) 考虑分流 (53) 04 上面 (5) 和 (53) 式的计算结果, 可作为对 RCD 尖峰脉冲吸收电路进行试验时, 选择电容器容量的上限和下限, 最终结果需要通过电路试验来决定 试验时, 以输入电压和输出功率的最大值为条件, 然后, 由大到小, 选择不同容量的电容器做试验, 用示波器观测电源开关管 D-S 两端的电压, 直到 d 与最高耐压 BV m 两者之差能满足余量要求时, 为最佳结果 这里顺便说明一下, 为什么 (53) 式中的分流系数取值为 0.5, 而不是其它数值 因为, 分流系数 r 的取值范围是 0~, 它是一个动态系数, 它的大小, 除了与输入电压和输出功率和 RCD 电路中电容 电阻的大小有关外, 还与开关管的关断时间, 以及电流大小有关系 3 尖峰脉冲吸收电阻阻值的计算 纹波电压 Δ 的大小与释放电阻 R 的大小还有关 一旦电容器的容量确定之后, 释放电阻 R 的大小就可以根据 (45)~(49) 来计算 根据 (38) 式, 电容器两端最高电压为 : m (V) 开关管关断期间 (54) 根据 (46) 式, 电容器两端最低电压为 : x ( ) (V) 开关管导通期间 (55) 30
31 把 (54) 和 (55) 式的结果代入 (49) 式, 即可求出 RC 的值 : Ton RC ( ln ( ) ) (56) 当 RC 的值与开关管导通时间 Ton 完全相等时,(46) 式的值正好等于 0.37, 与 (56) 式 的结果非常接近 或者当纹波电压 Δ =00V 时, 由 (56) 式计算得到的结果正好等于 0.37, 两者误差小于 4%, 因此, 可以认为 RC 的值与开关管导通时间 Ton 完全相等, 以此为条件来计 算 RC 的值 即 : RC T on (57) 把由 (5) 和 (53) 式求出电容器 C 的结果, 以及根据 (5) 式求出的 T on 值, 代入 (57) 式后即可求出电阻 R 的值 由于, 当占空比 D 小于 0.5 时, 流过电感线圈的电流出现断流 ( 平均值 ), 这也会对分流系数产生很大的影响, 使计算非常复杂 ; 为了简单, 我们在计算开关管的导通时间 T on 时, 还是以占空比等于 0.5 为例 当占空比等于 0.5 时, 对应的输入电压 为 08V, 对应的最大电流 I m 为.95A, 假设开关变压器初级线圈的电感量 =000uH, 根据 (5) 式, 可求得 T on 的值为 : T on I m (S) (58) 把 (53) (58) 式的计算结果 :C = 4395P,T on = 8uS, 代入 (57) 式 : 6 Ton 80 R 4096 ( 欧姆 ) (59) C
32 即 : 计算结果为 :C = 4395P ; R = 4096 欧姆 试验结果表明,(53) 和 (59) 式的计算结果是合理的 当开关变压器初级线圈的漏感为 5% 时, 其反激输出电压的平均功率也为 5%(Pa =.5W); 由于电容器 C 两端电压的半波平均值为 08V, 当漏感输出的功率完全被电阻 R 吸收时, 电阻 R 的最佳值为 4.7K, 而根据 (59) 式计算的结果为 4096 Ω(.85W), 与精确值.5 瓦相差 0.35W 这正是把(36) 式设为电容器取值范围下限, 对应 (53) 和 (59) 所求得的结果, 即由 (59) 所求得的结果还是一个保守的结果, 但其离精确值已经非常近 由此可知, 要提高开关电源工作效率, 必须要降低开关变压器的漏感 当输入电压为最大值 (AC60V) 的时候, 其占空比大约只有 0.3 左右, 因此, 电容器充电的时间要比放电的时间长很多 ; 但在电容器还充电期间变压器初级线圈会出现断流, 这相当于电容器会提前放电, 其结果与占空比等于 0.5 时的结果基本相同 但做试验时, 最好还是以输入电压为最大值时为准 如电阻 R 的值取得小些, 相当于分流系数 r 降低, 这对降低开关管的关断损耗是有好处的, 因为, 开关变压器漏感储存的磁能量, 一部分是通过开关管关断时产生的损耗来释放的, 另一部分则是通过 RCD 回路中的电容充电和电阻分流来进行释放 ; 但电阻的阻值取得太小, 又会从励磁电感线圈吸收能量, 降低开关电源的工作效率 在反激式开关电源中, 很多人用一个稳压二极管来代替 RCD 电路中的电阻和电容, 用以对开关管进行过压保护, 如图 8 所示 从原理上来说, 这种方法对开关管的过压保护是有效的, 但实践证明, 这种保护方法可靠性很差 因为, 当开关管关断时,.95A( 以上面计算结果为例 ) 的电流流过 50~00V 的稳压二极管, 其产生的瞬时功率高达 90~390W, 这么大的瞬时功率很容易使稳压二极管局部损伤, 当损伤程度达到某个临界点后, 就会产生热击穿, 造成稳压二极管永久失效 3
33 uo D o e ZD C e i N N e i C R u Io D D Id G Q S 图 8 另外, 当稳压二极管还没击穿之前, 它不会对开关管分流, 从而大大增大开关管的管断损 耗 ; 并且, 流过稳压二极管的电流还产生很大的电流突跳, 很容易产生高频电磁辐射 因此, 对开关管进行过压保护, 在技术性能方面, 选用 RC 要远远优于选用稳压二极管 陶显芳
电子技术基础 ( 第 版 ) 3. 图解单相桥式整流电路 ( 图 4-1-3) 电路名称电路原理图波形图 整流电路的工作原理 1. 单相半波整流电路 u 1 u u sin t a t 1 u 0 A B VD I A VD R B
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器之 间 向一致时为正 相反时则为负 ③大量电荷的定向移动形成电 流 单个电荷的定向移动同样形成电流 ３ 电势与电势差 １ 陈述概念 电场中某点处 电荷的电势能 Ｅ ｐ 与电荷量 ｑ Ｅｐ 的比值叫做该点处的电势 表达式为 Ｖ 电场中两点之间的 ｑ 电势之差叫做电势差 表达式为 ＵＡＢ Ｖ Ａ ＶＢ ２ 理解概念 电势差是电场中任意两点之间的电势之差 与参考点的选择无关 电势是反映电场能的性质的物理量
第六章 二阶电路的瞬态分析
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台湾合泰 HOLTEK 型号品牌封装说明 HT7022A-1#-SOT89 HOLTEK SOT89 2.2V N 沟开漏电压监测器 HT7022A-1-TO92 HOLTEK TO92 2.2V N 沟开漏电压监测器 HT7024A-1#-SOT89 HOLTEK SOT89 2.4V N 沟开漏电压监测器 HT7024A-1-TO92 HOLTEK TO92 2.4V N 沟开漏电压监测器 HT7027A-1#-SOT89
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实验目的. 了解直流稳压电源的组成及各个组成部分的作用. 了解稳压二极管的稳压作用及并联稳压电路的工作原理 3. 了解采用集成稳压器构成固定式及电压可调式稳压电路的方法 网交流电路电变压压电路整波电实验原理 各种电子设备都需要由电压稳定的直流电源供电, 直流稳压电源分为线性电源和开关电源两种, 本实验的研究对象为线性稳压电源 线性稳压电源的组成如图 3.0a. 所示, 图中由 0V 工频交流电通过变压器变压为所需的交流电压,
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6 5 温度下若 0.00l/kg 的 l 溶液的平均活度为 γ ±, 相同浓度的 S 溶液的平 均活度为 r ±, 则 γ ±, >γ ±, γ ±, Fig1 Theforceappliedtothetrainwhenrunning :w = w j +w q (3) :w = w = w 0 +w j (4) w i 121 基本阻力 w r = 600 R ( N/kN) (8) :R : [2] w s [3] w s =0
![Fig1 Theforceappliedtothetrainwhenrunning :w = w j +w q (3) :w = w = w 0 +w j (4) w i 121 基本阻力 w r = 600 R ( N/kN) (8) :R : [2] w s [3] w s =0](/thumbs/88/114838964.jpg "Fig1 Theforceappliedtothetrainwhenrunning :w = w j +w q (3) :w = w = w 0 +w j (4) w i 121 基本阻力 w r = 600 R ( N/kN) (8) :R : [2] w s [3] w s =0")
31 4 2012 8 JournalofLanzhouJiaotongUniversity Vol31No4 Aug2012 :1001-4373(2012)04-0097-07 * 张友兵 张 波 ( 100073) : 分析了列车运行过程中的受力情况 给出了制动过程中减速度的计算方法 并采用正向 反向两种迭代方式计算列车制动曲线 两种方式计算出的制动曲线一致 证明了计算制动曲线的方法是正确的
SB 系列 / C-Link 产品特点 引用标准 : IEC 结构 : 金属化聚丙烯膜结构 封装 : 塑料外壳 ( UL94 V-0), 树脂填充 电气特性 工作温度 : - 40 至 C 范围 : 1.0 至 150μF 额定电压 : 700 至 1100 VC 偏差 :
SA 系列 / C-Link 产品特点 引用标准 : IEC 61071 结构 : 金属化聚丙烯膜结构 封装 : 聚酯胶带, 树脂填充 电气特性 工作温度 : - 40 至 + 85 C 范围 : 15 至 500μF 额定电压 : 500 至 1100 VC 偏差 : ± 5%, ± 10% 损耗因素 : 2 10-3 @100z 20±5 C 预期寿命 : 100,000 小时 @Un, 70
质量体系认证证书 ＩＳ Ｏ９００ ０认证证书 国军标体系认证证书 企业文化 企业愿景 创新型 节能 绿色 高可靠性电子产品 品牌服务商 宗 旨 创新改变人生 发展造就个人 企业 社会的共赢 使 命 以开拓思维谋求创新 以创新求发展 以发展提升员工 股东价值 提高顾客 竞争力 履行社会责任 企业精神 以开拓创新谋发展 以持续改进促完善 以价值增值为己任 以共赢互进为目标 创新 改进 发展 思维创新 技术创新
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第一章三角函数 1. 三角函数的诱导公式 A 组 一 选择题 : 共 6 小题 1 ( 易诱导公式 ) 若 A B C 分别为 ABC 的内角 则下列关系中正确的是 A. sin( A B) sin C C. tan( A B) tan C ( 中诱导公式 ) B. cos( B C) cos A D. sin( B C) sin A sin60 cos( ) sin( 0 )cos( 70 ) 的值等于
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PSpice MOSFETs 文档 得克萨斯大学泰勒分校电气工程系 Department of Electrical Engineering University of Texas at Tyler 编译 : 陈拓 2010 年 12 月 12 日 原文作者 :David M. Beams, 25 October 2007, Tyler, TX 75799 下载网址 :http://ee.uttyler.edu/david_beams/projects/pspice%20archives/mosfets.zip
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电容降压原理之我见 转载 : 最近见到几张用电容降压做电源的电路图, 随即对这种结构简单, 成本低廉, 占用空间小的电路产生了兴趣 上网查了查资料, 发现这算是一个比较古老的技术, 但是如此运用电容, 确实是很巧妙 网上关于这方面的交流也不少, 但是大多是转载的, 主要有两个版本, 出处已经无从考证, 但是很少有较为严谨的计算 笔者查阅了一些资料, 在此对其原理和参数的计算作一些总结, 不当之处,
任春平 邹志利 在坡度为 的平面斜坡上进行了单向不规则波的沿岸流不稳定运动实验 观测到了沿 岸流的周期性波动 波动周期约为 利用最大熵方法和三角函数回归法求得这种波动的主 频率以及幅值 分析了波动幅值在垂直岸线方向的变化 结果表明该变化与沿岸流变化类似 即在 沿岸流最大值附近这种波动强度最大 为了分析波动的机理 利用线性沿岸流不稳定模型对模型实验结果进行了分析 求得了不稳定运动增长模式和波动周期 并与对应实测结果进行了比较
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实验 7 单管低频电压放大电路 实验目的. 认识实验所用的电子元器件 ( 双极型晶体管 电阻 电位器和电容器等 ) 2. 学习看图接线, 能熟练使用常用电子测量仪器 3. 学习单管电压放大电路的基本测试方法 4. 了解双极型晶体管电压放大电路中引入负反馈后对其工作性能的影响 实验原理. 单管低频电压放大电路介绍 +U R B RP 00kΩ R 3kΩ 2V R S 0kΩ e S u 0μF RB2
Material
东磁 MnZn 铁氧体材料主要应用 Application Area Frequency Range Material Main Features μi Bs Bs 1 Pcv Pcv 1 Tc( ) 28
TONE RINGER
4A 700V N 沟道增强型场效应管 描述 SVF4N70F N 沟道增强型高压功率 MOS 场效应晶体管采用士兰微电子 F-Cell TM 平面高压 VDMOS 工艺技术制造 先进的工艺及条状的原胞设计结构使得该产品具有较低的导通电阻 优越的开关性能及很高的雪崩击穿耐量 该产品可广泛应用于 AC-DC 开关电源,DC-DC 电源转换器, 高压 H 桥 PWM 马达驱动 特点 4A,700V,R
第2章 放大器基础
第 7 章直流稳压电源 在大多数电子设备中, 几乎都需要直流稳压电源 一般较小功率的直流电源均是用市电经整流 滤波和稳压后获得 整流, 即是将交流电压变为脉动直流电压 ; 滤波, 即是除去脉动直流电压中的交流成分, 使之成为平滑的直流电压 ; 稳压, 即是减小电源电压波动 负载变化和温度变化的影响, 以维持输出电压的稳定 由于集成稳压电路具有体积小 重量轻 工作可靠等优点, 因而, 应用越来越广泛
额定规格 / 性能 单相 标准认证 UL CSA. NO. EN-- 额定规格输入 环境温度 项目电压电平额定电压使用电压范围输入电流型号动作电压复位电压 - B ma 以下 DC~V DC.~V DC.V 以下 DC.V 以上 - BL ma 以下 输出 项目 * 根据环境温度的不同而不同 详情请
加热器用固态继电器 单相 CSM_-Single-phase_DS_C 带纤细型散热器的一体式小型 SSR 备有无过零触发型号, 用途广泛 符合 RoHS 标准 包含无过零触发型号, 产品线齐全 输出回路的抗浪涌电压性能进一步提高 根据本公司的试验条件 小型 纤细形状 除了 DIN 导轨安装, 还可进行螺钉安装 获取 UL CSA EN 标准 TÜV 认证 请参见 共通注意事项 种类 关于标准认证机型的最新信息,
Microsoft Word - HTL7G06S009P_V2.3_CH.doc
Document Number: HTL7G6S9P Product Data Sheet Rev. 2.3, 1/17 LDMOS 射频功率晶体管 HTL7G6S9P 1. 产品描述 HTL7G6S9P 是一款为 VHF/UHF 频段射频功率放大器而设计的 LDMOS 射频功率晶体管 器件内部集成静电保护电路 1-6MHz, 8W, 7.2V WIDE BAND RF POWER LDMOS TRANSISTOR
OMRON 欧姆龙中文数据手册Data Sheet
端子 0 个 / 托盘 00 个 / 托盘 B-8 B-8 种类 极数 分类保护构造接点构成 标准型 高灵敏度型 绕组闭锁型 双接点型 高容量型 耐助焊剂型 塑料密封型 耐助焊剂型 耐助焊剂型 塑料密封型 耐助焊剂型 型号 -A - -A - -A-H --H K-A K- -AZ -Z -AZ -Z -A-E --E 注. 订购时, 请注明线圈额定电压 (V) 例 :-A AC 此外, 交付时的包装标记及标注的电压规格为
实验二： 数控直流电压源 实验讲义
数控直流电压源 实验指导 一 直流稳压电源的基本组成 电子设备中所用到的直流电源, 可以是干电池, 也可以是由电网提供的交流电经过整流 滤波和稳压以后得到的 对于直流电源的主要要求是, 输出电压的幅值稳定, 即当电网电压或负载电流波动时能基本保持不变 ; 直流输出电压平滑, 脉动成分小 ; 交流电变换成直流电时的转换效率高 如下图所示, 一般直流电源由四部分组成, 电源变压器 整流电路 滤波器和稳压电路
不变, 分别增大和减小 W, 使波形出现失真, 绘出 U o 的波形, 并测出失真情况下的 I C 和 U CE 值, 记入表 2.4 中 每次测 I C 和 U CE 值时要使输入信号为零 ( 即使 u i =0) 表 2.4 C=2.4k, L=,U i= mv I C /ma U CE /V
3. 测量电压放大倍数调节一个频率为 1kHz 峰- 峰值为 50mV 的正弦波作为输入信号 U i 断开 DTP5 接地的线, 把输入信号连接到 DTP5, 同时用双踪示波器观察放大器输入电压 U i (DTP5 处 ) 和输出电压 U o (DTP25 处 ) 的波形, 在 U o 波形不失真的条件下用毫伏表测量下述三种情况下 :1 不变实验电路时 ;2 把 DTP32 和 DTP33 用连接线相连时
正弦电流电路的分析（续）
第七章 交流电路的频率特性 山东大学信息科学与工程学院 内容提要 C 电路的频率特性 LC 串联谐振电路 LC 并联谐振电路 理想变压器 本章重点 : 分析典型动态电路在不同频率激励下的响应特性及其作用 理想变压器及其阻抗变换功能 7- C 电路的频率特性 频率特性 ( 频率响应 ) 电路响应随激励信号的频率而变化的特性 网络函数 : 响应相量与激励相量之比 幅频响应 输入端口 Asin( π ft
Microsoft Word - AP3768 AN1.0_CN doc
licaio oe 039 3768 系统设计方案及应用注释 作者 : 李光明 刘磊系统工程部. 概述 3768 是第二代脉冲频率调制 (FM) 原边控制器 (rimary ide egulaio,), 用于非连续导通模式的反激开关电源的设计 3768 可以提供精确的恒压, 恒流 (C/CC) 控制 为了实现精确的电压调节,3768 具有可调的导线电压降补偿功能用以补偿不同长度和线径的导线所引起的压降
TP83 dsh_无页脚.doc
DC/DC 升压变换芯片 CMD83 系列 一 概述 CMD83 系列芯片是采用 CMOS 工艺制造的静态电流极低的 VFM 开关型 DC/DC 升压转换器 该芯片由振荡器 VFM 模式控制电路 Lx 开关驱动晶体管 基准电压单元 误差比较放大器 电压 采样电阻及 V LX 限幅电路等组成 CMD83 系列升压转换器采用变频的方式, 因此较国内外同类产品具有更低的纹波 更强的驱动能力 效率高等特点,
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2017 Contents Contents 噁 Contents Contents 能源化工 .. Dalian Institute of Chemical Physics,Chinese Academy of Sciences.. .. Dalian Institute of Chemical Physics,Chinese Academy of Sciences.. .. Dalian Institute
开关稳压电源设计报告2.doc
开关稳压电源设计报告 摘要本设计是对 27 年全国大学生电子竞赛的 E 题 电路的设计是利用并联型开关稳压电源的拓扑结构, 通过分析以 CT494 芯片为核心的 PWM 控制器的工作原理, 实现了 C C 变换 得出适合于设计要求的主电路的结构, 并在此基础上设计出控制电路 保护电路 驱动电路 运用调节占空比的大小自动控制输出电压, 并对各部分电路的原理进行分析 设计出电路的闭环控制系统, 使电源工作在一个稳定的系统,
Microsoft Word - DSC-CN3300.DOC
PFM 升压型电池充电控制集成电路 CN3300 概述 : CN3300 是一款工作于 4V 到 28V 的 PFM 升压型电池充电控制集成电路 CN3300 内部集成有基准电压源,+5V 电压调制单元, 电感电流检测单元, 电池电压检测电路和片外 N 沟道 MOSFET 驱动电路等, 具有外部元件少, 电路简单等优点 当接通输入电源时,CN3300 进入充电状态, 控制片外 N 沟道 MOSFET
XT1861
同步升压 DC-DC 变换器 产品概述 XT1861 系列产品是一款低功耗高效率 低纹波 工作频率高的 PFM 控制升压 DC-DC 变换器 XT1861 系列产品仅需要 3 个外部元器, 即可完成低输入的电池电压输入 用途 1~3 个干电池的电子设备 数码相机 电子词典 ED 手电筒 ED 灯 血压计 MP3 遥控玩具 无线耳机 无线鼠标键盘 医疗器械 防丢器 汽车防盗器 充电器 VCR PD 等手持电子设备
<4D F736F F D20CAB5D1E9C6DF20BCAFB3C9D6B1C1F7CEC8D1B9B5E7D4B4C9E8BCC62E646F63>
一 实验目的. 了解集成稳压器的特性和使用方法 实验七集成直流稳压电源设计 (4 学时 ). 掌握集成稳压器主要性能指标的测试方法 3. 学会集成稳压器的设计方法 二 实验仪器及器件 序号名称型号 / 规格数量 面包板 BDCL 块 数字式万用表 UT58 块 3 数字存储示波器 TDS 00 台 4 三端集成稳压器 LM37 只 5 变压器 ( 实验室提供 ) 0V/V 只 6 整流二极管 N4007
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1 9 9 9 2 0 0 3 2 005 WI a b c d e 2.0 -----------(1) 8 March.15.2005 WI a b c d 2. 0 2. 0 1 0 S PA ( m i t i g a t i o n ) 37 9 Wr / R c Rc ( 1 ) Vs (2) R c Ws Wt ----------------------(1) Vs Ns Ws ---------------------------------(2)
浙江大学学报 人文社会科学版 ６４ 图２ 第 ４３ 卷 ２００５ 年 １ 月至 ２０１０ 年 １２ 月北京市及其各城区实际住房价格 房价的增长速度远远超过租金增长速度 表明 ２００５ ２０１０ 年北京房价的上涨有脱离经济基本 面的迹象 ２００５ ２０１０ 年 实际租金增长平缓 各区实际租金的增长率在 ３２ ６８ 之间 北京市 实际租金的增长率为 ３９ 相比之下 实际住房价格上涨非常明显 各区实际房价的增长率在
开关电源Buck电路CCM及DCM工作模式
张飞实战电子友情提供 开关电源 Buck 电路 CCM 及 DCM 工作模式 一 Buck 开关型调整器 : 图 1 二 CCM 及 DCM 定义 : 1 CCM (Ctinuous Cducti Mode), 连续导通模式 : 在一个开关周期内, 电感电流从不会到 0 或者说电感从不 复位, 意味着在开关周期内电感磁通从不回到 0, 功率管闭合时, 线圈中还有电流流过 2 DCM,(Disctinuous
Microsoft Word - JC53XX doc
低压差微功耗型 LDO CMOS 电压稳压电路 JC53XX 系列 500mA JC53XX 系列是使用 CMOS 技术开发的低压差, 高精度输出电压, 超低功耗电流, 正电压型电压稳压电路 由于内置有低通态电阻晶体管, 因而输入输出压差低 最高工作电压可达 10V, 适合需要较高耐压的应用电路 特性 : 输出电压精度高 精度 ±2% 输入输出压差低 15mV Iout=1mA 超低功耗电流 ⒈2uA
Microsoft PowerPoint - 封面0820.pptx
EEC ECTR CTRO OI C IA AT EP 000W 用户手册 0 上海有有限公司版权所有 E800 PWM 芯片 E00 驱动板配套功率板 REV.0 0.05.05 FR07 07 FR07 06 FR07 08 FR07 05 E800 PWM 芯片 (E00 驱动板 ) 配套功率板 EP000W 逆变器功率板用户手册 版本更新 : V.0: 正式发行初版 (0-05-04). 描述
AN-4147 应用指南 反激式转换器 RCD 缓冲电路的设计指南
www.fairchildsemi.cm AN-4147 反激式转换器 CD 缓冲电路的设计指南 摘要 本文介绍反激式转换器 CD 缓冲电路的设计指南 当 MOSFET 关断时, 由于主变压器的漏电感 (L lk ) 与 MOSFET 的输出电容 (C OSS ) 之间存在谐振, 漏极引脚上会出现高压尖峰 漏极引脚上的过高电压可能导致雪崩击穿, 并最终损坏 MOSFET 因此, 必须添加一个额外的电路,
幻灯片 1
第一类换元法 ( 凑微分法 ) 学习指导 复习 : 凑微分 部分常用的凑微分 : () n d d( (4) d d( ); (5) d d(ln ); n n (6) e d d( e ); () d d( b); ); () d d( ); (7) sin d d (cos ) 常见凑微分公式 ); ( ) ( ) ( b d b f d b f ); ( ) ( ) ( n n n n d f
第8章 组合变流电路.ppt [兼容模式]
![第8章 组合变流电路.ppt [兼容模式]](/thumbs/91/104680930.jpg "第8章 组合变流电路.ppt [兼容模式]")
电力电子技术电力电子技术 第 8 章 组合变流电路 上海电力学院电子教研室 引言 1. 基本变流电路 : AC/DC DC/DC AC/AC 和 DC/AC 共四大类 2. 组合变流电路 : 将某几种基本的变流电路组合起来, 以实现 一定的新功能 两类组合变流电路 间接交流变流电路 : 间接直流变流电路 : AC/DC DC/AC AC DC AC 应用 : VVVF 电源 : 主要用作交流电动 机调速用变频器
SM7022C AC/DC PWM 功率开关 v1.6 SM7022C 特点 85Vac~265Vac 宽电压输入 待机功耗小于 集成高压启动电路 集成高压功率开关 45KHz 固定开关频率 9V~39V 宽 VDD 工作电压范围 电流模式 PWM 控制方式 内置过温 过流
特点 85Vac~265Vac 宽电压输入 待机功耗小于 120mW@220Vac 集成高压启动电路 集成高压功率开关 45KHz 固定开关频率 9V~39V 宽 工作电压范围 电流模式 PWM 控制方式 内置过温 过流 过压 欠压等保护功能 兼容 VIPer22 管脚 ( 不需要修改电路走线及变压器 ) 封装形式 :DIP8 概述 是采用电流模式 PWM 控制方式的功率开关芯片, 集成高压启动电路和高压功率管,
Conductix-Wampfler Inductive Power Transfer IPT 2
IPT 产品简介 非接触式动力和数据传输系统 Conductix-Wampfler Inductive Power Transfer IPT 2 Conductix-Wampfler Inductive Power Transfer IPT 3 9 1 2 3 4 5 6 7 8 4 2 3 4 1 8 5 7 9 6 ² ² ² - 无限的应用可能性... 用于变速箱总装线上的 AGV 小车
3. 构造和动作原理 3.1 概要 主要元件有 开关机构 自动脱扣装置 带手动脱扣 按钮 触点 消弧装置 接线端子及塑壳 消弧装置 三菱的MCCB以栅极空隙 形状与 材料的最佳组合获得超群的消弧性 能 塑壳 上盖 磁束 塑壳 底座 栅极 电弧 磁力 消弧 触点 脱扣按钮 按下脱扣 可进行外部机械式脱扣 用于确认 附件开关和手动复位功能的动作 开关机构 触点快速开关 开关速度与操纵柄 的移动速度无关
一 帽 及 芯 杆是 工 汉 武 可伐 合金 材料 业 大 学 学 报 年 封 接焊 料 是 银 铜焊 料 银 月 铜二 研 制工艺 流 程 绝 缘 瓷 管的 制 作工 艺 温 度 下保 温 硫 酸铝 按在 一月 时 转化 为 值等于 用 一月 配料 料 在 刚 玉 球 磨罐 中湿 磨 瓷管 坯 体
!!! # % & 一 帽 及 芯 杆是 工 汉 武 可伐 合金 材料 业 大 学 学 报 年 封 接焊 料 是 银 铜焊 料 银 月 铜二 研 制工艺 流 程 绝 缘 瓷 管的 制 作工 艺 温 度 下保 温 硫 酸铝 按在 一月 时 转化 为 值等于 用 一月 配料 料 在 刚 玉 球 磨罐 中湿 磨 瓷管 坯 体 在 球 加 入 适量 盐 酸 使 料浆 的 小 时 磨好 的 料 浆进 行 抽
µ⁄∂˛’¬ µ˜ÕÍÀ≥–Ú_∏ƒ
目 录 NS100 ~ NS630 固定式完整断路器... / NS100 ~ NS630 插入式完整断路器... /6 NS100 ~ NS630 抽出式完整断路器... /9 NS80 ~ NS630 用于电动机保护的完整... /1 NS100 ~ NS630 直流断路器... /14 Vigicompact NS 带漏电保护功能的完整断路器... /15 NS100 ~ NS630 带电动操作机构的完整断路器...
社 心 版 中 出 版 学 科 术出 k.cn 技 boo 教.a 职 ww w 科 学 出 版 社 职 教 技 术 出 版 中 心 www.aboo 科 学 出 版 社 职 教 技 术 出 版 中 心 www.aboo 社 心 版 中 出 版 学 n 出 c 科 术 k. o 技 o b 教 a 职 ww. w 科 学 出 版 社 职 教 技 术 出 版 中 心 www.aboo 科 学
Microsoft PowerPoint - SMPS Solutions with On-Bright Power IC [兼容模式]
![Microsoft PowerPoint - SMPS Solutions with On-Bright Power IC [兼容模式]](/thumbs/97/131350893.jpg "Microsoft PowerPoint - SMPS Solutions with On-Bright Power IC [兼容模式]")
SMPS Solutions with On-Bright Power IC Energy Star and CEC for EPS EPS: Single Voltage External AC-DC and AC-AC Power Supplies Energy Star 比 CEC 和 The Federal Standard 要严格 能效标准 : AC input 115/230V, 25%
Microsoft PowerPoint - 太阳能微型逆变器解决方案-Final.PPT
3/22/2011 Copyright Infineon Technologies 2011. All rights reserved. Page 2 AC 3/22/2011 Copyright Infineon Technologies 2011. All rights reserved. Page 3 3/22/2011 Copyright Infineon Technologies 2011.
DH27600数据手册.indd
DH27600 系列 大功率可编程直流电子负载 数据手册 DH27600 系列大功率可编程直流电子负载 DH27600 系列是一款高稳定性直流电子负载, 提供 800W~45KW 输入功率范围, 满足用户多种测试需求 ; 具有 CC CV CP CR CC+CV 五种工作模式, 并且具备动态和列表等灵活的动态模式 过压 过流 过功率 过温等多种保护功能为用户安全使用提供保障 ; 标配 LAN RS232
c110-0807033.pm
大 躍 進 中 的 糧 食 問 題 楊 繼 繩 一 大 躍 進 前 糧 食 就 很 緊 張 糧 食 收 購, 說 是 收 購 餘 糧, 實 際 上 國 家 給 農 民 的 口 糧 標 準 很 低, 農 民 根 本 吃 不 飽 用 行 政 手 段 強 制 推 行 工 業 化 需 要 快 速 增 加 城 市 人 口 需 要 出 口 農 產 品 換 回 機 器, 就 不 能 讓 農 民 吃 飽 中 華 人
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IGBT 模块驱动及保护技术 蒋怀刚, 李乔, 何志伟 ( 华南理工大学雅达电源实验室, 广东广州 510641) 摘要 : 对 IGBT 栅极驱动特性 栅极串联电阻及其驱动电路进行了探讨 提出了慢降栅压过流保护和过电压吸收的有效方法 关键词 : 开关电源 ; 绝缘栅双极晶体管 ; 驱动保护 Technology of Drive & Protection Circuit for IGBT Module
作者 : 闫浩 (4 年 月 ) 将这个解代入原方程得到于是原方程的通解为 A 9 a ( c cos a c sin a) c 9 a ) c cos c sin 4) 求 '' ' 的通解 解 : 二阶线性变系数齐次 观察出 u '' u' 设 u( ) 代入方程 得 u' 二阶可降阶 解出 通
作者 : 闫浩 (4 年 月 ) 微积分 B() 第七次习题课答案 ( 第十六周 ). 求下列方程的通解 : ) 求微分方程 cos 的通解. 解题思路 : 在用比较系数法求该方程的特解时 注意此方程右端是两个函数 和 cos 之和 所以需要分别求出方程 程的一个特解. 的特解 和 解 : 首先求出对应的齐次方程的通解 : 然后用比较系数法求非齐次方程 程具有形如 cos 的特解. 然后得到原方 c
第 １４ 章 第 １４ 章 麦克斯韦方程组和电磁波 麦克斯韦方程组和电磁波 麦克斯韦在总结了从库仑到安培 法拉第等人关于电磁学研究的成果的基础 上 建立了著名的电磁场理论 现在称为经典电磁场理论 提出了 有旋场 和 位 移电流 的假说 指出变化的电场和磁场形成统一的电磁场 预言电磁场能够以波 动的形式在空间传播 称为电磁波 并且算出电磁波在真空中传播的速度等于光速 从而断定光在本质上就是一种电磁波
\\Pc6\f\湖工大（自然科学）\自科
第 9 卷第 4 期 015 年 7 月 湖南工业大学学报 Journal of Hunan University of Technology Vol.9 No.4 July 015 doi:10.3969/j.issn.1673-9833.015.04.014 基于 HV910 的恒压源设计 刘冠廷, 谭 兮 ( 湖南工业大学电气与信息工程学院, 湖南株洲 41007) 摘要 : 通过分析典型恒压源的电路结构和工作原理,
1、电路如图1所示，用支路电流法求图中各支路电流及各电源及电阻的功率
1 计算图 P1 所示各电路,K 打开时及闭合时的 U a U b 及 U ab 图 P1 2 电路如图 P2 所示, 求 U x I x 和电压源电流 电流源电压 图 P2 3 在图 P3 所示电路中, 试求受控源提供的电流以及功率 4 电路如图 P4 所示, 若 U s =19.5 V,U 1 =1 V, 试求 R 图 P3 图 P4 5 求图 P5 所示各二端网络的输入电阻 R i 6 求图
Microsoft Word - AP3772 AN1.0_中文版本_
lcaon oe 08 377 应用指南 作者 : 赵晶晶系统工程部. 简介 377 通过脉冲频率调制 (FM) 的工作方式来实现不连续导电模式 (DCM) 运行的反激变换器电源 脉冲频率调制 (FM) 的原理与脉冲宽度调制 (WM) 的工作原理不同, 所以变压器的设计也不同 377 通过初级侧采样反馈 () 来实现准确的恒压 (C) 和恒流 (CC) 调节, 通过内置的线 补偿设计从而减少了外围器件,
介绍
脉宽调制灯光亮度调节器集成电路 介绍 是双极工艺的脉宽调制集成电路, 驱动一个 N 沟道功率 MOSFET 场效应管, 用于高电位开关控制电路 是理想的灯光亮度 ( 明暗 ) 控制集成电路 例如 : 应用在仪表板上 ( 替代 U6083B) 附录中的 驱动一个 P 沟道功率 MOSFET 场效应管, 可用于 24V 电路 特点 脉宽调制时钟频率高达 2kHz 短路 掉载 过压和 V S 电源反接保护
第9章内容提要
第 9 章脉冲单元电路 本章主要介绍了 (1) 脉冲信号 ( 矩形脉冲 ) 的波形及其参数 (2) 施密特触发器 单稳态触发器 多谐振荡器工作原理及其应用 (3) 用门电路构成施密特触发器 单稳态触发器 多谐振荡器的基本原理及主要参数计算 (4)555 定时器的电路结构和工作原理 (5) 用 555 定时器构成施密特触发器 单稳态触发器 多谐振荡器的电路结构和参数计算 教学基本要求掌握施密特触发器
MD71XX 系列高耐压低压差型
高速低压差 (LDO) CMOS 电压稳压电路 ( 带控制端 ) MD73RXX 系列 300mA 特性 : 输出电压精度高 精度 ±2% 输出电流 300mA MD73RXX 系列是使用 CMOS 技术开发的低压差, 高精度输出电压, 超低功耗电流的正电压型电压稳压 电路 由于内置有低通态电阻晶体管, 因而输入输出 压差低 同时具有高输入电压承受能力, 最高工作电 压可达 1V, 适合需要较高耐压的应用电路
(2/24) 使用注意事项 请务必在使用本产品前仔细阅读 本产品目录中记载的产品是指在通用标准用途意义上使用于一般电子设备 (AV 设备, 通信设备, 家电产品, 娱乐设备, 计算机设备, 个人设备, 办公设备, 计测设备, 工业机器人 ), 并且该一般电子设备要在通常的操作和使用方法下使用 对于需
January 28 Mn-Zn 系铁氧体 材质特性 开关电源用铁氧体传输用铁氧体大功率用铁氧体 (2/24) 使用注意事项 请务必在使用本产品前仔细阅读 本产品目录中记载的产品是指在通用标准用途意义上使用于一般电子设备 (AV 设备, 通信设备, 家电产品, 娱乐设备, 计算机设备, 个人设备, 办公设备, 计测设备, 工业机器人 ), 并且该一般电子设备要在通常的操作和使用方法下使用 对于需要高度安全性和可靠性的,
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( ) 158,,,,,, ( CIP) /. :, 1996. 12 ISBN 7 302 02353 0... :. F275 CIP ( 96) 20860 : ( :, 100084) : : : 850 1168 1/ 32 : 13. 25 : 344 : 1996 12 1 1996 12 1 : ISBN 7 302 02353 0/ F 130 : 0001 5000 : 16.
(19) 中华人民共和国国家知识产权局 (12) 发明专利 *CN B* (21) 申请号 (22) 申请日 (73) 专利权人中南大学地址 湖南省长沙市岳麓区麓山南路 932 号专利权人长沙中南升华科技发展有限公司
(19) 中华人民共和国国家知识产权局 (12) 发明专利 *CN101826720B* (21) 申请号 201010184818.5 (22) 申请日 2010.05.27 (73) 专利权人中南大学地址 410083 湖南省长沙市岳麓区麓山南路 932 号专利权人长沙中南升华科技发展有限公司 (72) 发明人粟梅孙尧王辉桂卫华王一军于晶荣韩华郭旭东危韧勇李幸周锋封焯文罗朝旭刘见 (74) 专利代理机构长沙市融智专利事务所
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8 1 2 9 3 4 10 11 5 6 12 13 7 14 8 9 bk bl bm 15 bn bo 16 bp bq br bs bt 17 ck cl cm cn 18 19 co cp 20 21 cq cr 22 23 cs ct 24 dk 25 dl 26 dm dn do dp dq 27 dr ds dt ek 28 el em 29 en eo ep eq er 30 es
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双 Buck 逆变器技术研究 肖岚 南京航空航天大学 报告内容 研究背景 三相双 Buck 逆变器的控制技术 三电感双 Buck 逆变器 级联双 Buck 逆变器 总结 2 化石能源 能源危机 环境污染 开发可再生能源 3 可再生能源发电 风能 太阳能 电力电子变换器 并网 燃料电池 4 桥式逆变器拓扑 C 1 L f Q 2 Q 1 Q 2 L f V in V in R Ld + v o - R
超宽带天线理论与设计
线性动态电路暂态过程的时域分析 本章主要讨论线性动态电路的暂态过程 着重研究一阶电路方程的解法和初始值 时间常数 自由分量和强迫分量 ; 零输入响应和零状态响应并讨论二阶电路在不同条件解的特点 简要介绍卷积及状态变量分析法 动态电路的暂态过程及其方程 回顾 以前所讲述的电路电流和电压满足在一定时间内恒定, 或者按照一定周期进行重复 称谓稳定状态 思考 一个电路会受到以外的干扰以及开关的通断, 此时储能元件发生能量变化,
DK1208规格书609.doc
功能描述 DK1208 是一款符合 6 级能效标准的次级反馈, 反激式 AC-DC 高性能准谐振开关电源控制芯片 芯片内置高压功率管, 芯片内还包含有准谐振检测 SLEEP 超低待机 自供电等电路, 并具有输出短路 次级开路 过温 过压等保护功能 芯片采用高集成度的 CMOS 电路设计, 具有外围元件极少, 变压器成本低 ( 隔离输出电路的变压器只需要两个绕组 ) 等特点 产品特点 全电压输入 85V
第 卷第 期 月 年 电 压 与 声 光 邑 夹 心 式 压 电超 声 复 频 换 能 器 的 研 究 林 书 玉 陕西 师 范 大 学 应 用 声 学 研 究 所 西 安 摘要 对 具 有 多个 共 振 频 率 的 纵 向振 动 夹 心 式 压 电 超 吉 换 能 器 进 行 了 研 究 该 换 能 器 由 多 组 压 电陶 瓷 片及 金 属 棒 组 成 在 一 维 纵 向振 动 理 论 及 等
浙江大学材料与化学工程学院博士学位论文铝内衬轻质高压储氢容器强度和可靠性研究姓名 : 开方明申请学位级别 : 博士专业 : 化工过程机械指导教师 : 郑津洋 20070801 浙江人学工学博士学位论文 同几何结构的金属材料的有限元计算结果 轴向位移云图见图３
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Diode 肖特基二极管 (Schottky Diode) V RRM Peak repetitive reverse voltage 反向重复峰值电压 V RWM Working peak reverse voltage 反向工作峰值电压 V R DC Blocking Voltage 反向直流电压 V R(RMS) RMS Reverse Voltage 反向电压有效值 I F(AV) Average
地 理 志 鏡 止 煞, 來 達 到 安 宅 的 效 果 4. 門 神 符 紙 : 於 門 板 繪 製 門 神, 作 為 宅 第 的 守 護, 民 宅 所 使 用 的 門 神 題 材, 多 為 天 官 賜 福 或 文 武 官 員 符 紙 是 以 畫 了 符 咒 的 紙 懸 掛 室 內, 或 加 框
第 二 篇 - 人 文 地 理 ( 五 ) 民 宅 的 祈 福 辟 邪 物 臺 灣 早 期 移 民, 因 為 離 鄉 背 井, 對 於 新 環 境 的 陌 生, 以 及 生 存 的 不 容 易, 再 加 上 承 襲 閩 粵 地 區 的 習 慣, 所 以 住 屋 講 究 的 是 祈 福 辟 邪 除 了 建 屋 之 前 要 看 地 理 風 水, 在 建 屋 時 更 有 許 多 禁 忌 要 遵 守 另 外,
实验1
实验 单相交流电路 实验目的 1. 学习正确使用交流电表及自耦调压变压器. 学习用交流电流表 电压表 功率表来测定线圈参数 R 及 3. 熟悉荧光灯电路的组成, 掌握其接线方法及线路故障检查方法 4. 加深理解感性负载并联电容器提高功率因数的基本概念 实验原理 1. 电感线圈的研究电感线圈 ( R ) 和滑线电阻 R 串联后, 组成如图 3.a.1 所示的感性负载电路, 接在 自耦调压变压器的输出端
A$1.3600 / US$ DKr6.4500 / US$ - 12 n - 12 n 1.4310-1.4505 12 1.4505 6 1.4505-1.4310 16 1.4310 6 1.4395-1.4505 12 1.4505 3 S1(b / a) + Pb 1 S0(b / a) 1 + Pa S0(b / a) + Pa 1 S1(b / a) 1 + Pb S1(b/
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鼎阳硬件智库原创 电源 反激式 LED 驱动电源的功率 MOS 管的测量和选用 叶鸣 照明行业资深专家 中国电源学会专家委员会委员 高级会员 鼎阳硬件设计与测试智库专家组成员 ThinkTank 按语 话说普天下的电源产品就只用到三 四种电路拓朴 : 单端反激 单端正激 / 双正激 半桥 全桥移 相 其它成千上万的电路拓朴都是用来做学问搞研究的 R&D 和 Engineering 就是不一样 Engineering
概述
概述 微功率同步降压 - 升压转换器 Preliminary KX7011 KX7011系列产品是一种高效率 低纹波 工作频率高的 PFM 升压 D C -D C 变换器 KX7011系列产品仅需要四个元器, 就可完成将低输入的电池电压变换升压到所需的工作电压, 非常适合于便携式 1~4 节普通电池应用的场合 电路采用了高性能 低功耗的参考电压电路结构, 同时在生产中引入修正技术, 保证了输出电压的高输出精度及低温度漂移
AN EconoPACKTM+ 的并联
第一页部门 : SM-AE EconoPACK TM + 的并联 1. EconoPACK TM + 的设计 2. IGBT 3 与 EmCon HE 二极管的并联 3. EconoPACK TM + 的并联方法 4. 并联电路中动态和静态电流的分配 5. IGBT 的控制 6. 由输出电感实现的对称性 7. 由扼流圈环形电路实现的对称性 1. EconoPACK TM + 的设计 EconoPACKTM+
(Microsoft Word - 103\300\347\267~\266\265\245\330\245N\275X)
A 大 農 林 漁 牧 業 一 分 說 明 1. 獸 醫 業 非 屬 公 司 法 商 業 登 記 法 所 管 轄, 不 納 入 本 大 2. 各 依 性 質 包 括 其 從 事 業 務 產 品 之 批 發 零 售 二 分 示 意 圖 大 中 小 A A1 農 業 A101 農 藝 及 園 藝 A101011 種 苗 業 業 A101020 農 作 物 栽 培 業 A101030 特 用 作 物 栽