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犹当安
5 years ago
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1 DC-DC 升压稳压变换器设计一设计任务 : 设计一个将 12V 升高到 24V 的 DC-DC 变换器在电阻负载下, 要求如下 : 1 输出电压 =24V 2 最大输出电流 max =1A 3 当输入 =11~13V 变化时, 电压调整率 S V 2%( 在 =1A 时 ) 4 当从变化到 1A 时, 负载调整率 S 5%( 在 =12V 时 ) 5 要求该变换器的在满载时的效率 η 7% 6 输出噪声纹波电压峰 - 峰值 PP 1V( 在 =12V, =24V, =1A 条件下 ) 7 要求该变换器具有过流保护功能, 动作电流 (th) 设定在 1.2A 二设计方案分析 1 DC-DC 升压变换器的工作原理 DC-DC 功率变换器的种类很多按照输入 / 输出电路是否隔离来分, 可分为非隔离型和隔离型两大类非隔离型的 DC-DC 变换器又可分为降压式升压式极性反转式等几种 ; 隔离型的 DC-DC 变换器又可分为单端正激式单端反激式双端半桥双端全桥等几种下面主要讨论非隔离型升压式 DC-DC 变换器的工作原理图 1(a) 是升压式 DC-DC 变换器的主电路, 它主要由功率开关管 V 储能电感滤波电容 C 和续流二极管 VD 组成电路的工

2 作原理是 : 当控制信号 V i 为高电平时, 开关管 V 导通, 能量从输入电源流入, 储存于电感中, 由于 V 导通时其饱和压降很小, 所以二极管 D 反偏而截止, 此时存储在滤波电容 C 中的能量释放给负载当控制信号 V i 为低电平时, 开关管 V 截止, 由于电感中的电流不能突变, 它所产生的感应电势将阻止电流的减小, 感应电势的极性是左负右正, 使二极管 D 导通, 此时存储在电感中的能量经二极管 D 对滤波电容 C 充电, 同时提供给负载电路各点的工作波形如图 1 (b) ON OFF i P V i i D P i d i d V i D P V 图 1 DC-DC 升压式变换器电路及工作波形 2 DC-DC 升压变换器输入输出电压的关系假定储能电感充电回路的电阻很小, 即时间常数很大, 当开关管 V 导通时, 忽略管子的导通压降, 通过电感的电流近似是线性

3 增加的即 : i = V + t, 其中 V 是流过储能电感电流的最小值在开关管 V 导通结束时, 流过电感的电流为 : P = V + ON, i 的增量为在开关管 V 关断时, 续流二极管 D 导通, 储能 ON 电感两端的电压为 u = di dt =, 所以流过储能电感的电流为 : i = P t, 当开关管 V 截止结束时, 流过电感的电流为 : i = V = P 在电 OFF,i 的减少量为 OFF 路进入稳态后, 储能电感中的电流在开关管导通期间的增量应等于在开关管截止期间的减量, 即 ON = OFF, 所以 : = = =, 其中 OFF ON 1 q 1 q ON = 可见改变占空比大小, 就可以获得所需要的电压值, 由于占空比总是小于 1, 所以输出电压总是大于输入电压 3 DC-DC 变换器稳压原理通过输出电压的关系式可以看出, 在输入电压或负载变化, 要保证输出电压保持稳定时, 可以采用两种方案第一可以维持开关管的截止时间 OFF 不变, 通过改变脉冲的频率 f 来维持输出电压的稳定, 这便是脉冲频率调制 (PFM) 控制方式 DC-DC 变换器 ; 第二可

4 以保持脉冲的周期不变, 通过改变开关管的导通时间 ON, 即脉冲的占空比 q, 以实现输出电压的稳定, 这就是脉宽调制 (PWM) 控制方式 DC-DC 变换器由于目前已经有各种型号的集成 PWM 控制器, 所以 DC-DC 变换器普遍采用 PWM 控制方式图 2 是 DC-DC 升压稳压变换器的原理图, 它主要有取样电路比较放大 PWM 控制器和 DC-DC 升压变换器组成其稳压原理是, 假如输入电压增大, 则通过取样电阻将输出电压的变化 ( 增大 ) 采样, 和基准电压相比较通过比较放大器输出信号去控制 PWM 控制器输出脉冲占空比 q 的变化 ( 减小 ), 结果可使输出电压保持稳定反之, 当输入电压减小时,PWM 控制器输出脉冲占空比 q 也自动变化 ( 增大 ), 输出电压仍能稳定 i i D D + _ Vi i d V C + _ R R2 R1 取样脉宽调制控制电路比较放大参考电压图 2 DC-DC 升压稳压电路的组成 4 集成脉宽调制控制器 494 介绍 494 集成电路内部电路如图 3 所示, 它由振荡器 D 触发器死区时间比较器 PWM 比较器两个误差放大器 5V 基准电压源和两个驱动三极管等组成当 494 正常工作时, 输出脉冲的频率取决于 5 脚和 6 脚所接的电容和电阻, 表达式为 f 1.1 R C, 在电容

5 C 两端形成的是锯齿波, 该锯齿波同时加给死区时间控制比较器和 PWM 比较器, 死区时间控制比较器根据 4 脚所设置的电压大小输出脉冲的死区宽度, 利用该脚可以设计电源的软启动电路欠压或过压电路等输出调制脉冲宽度是由电容 C 端的正向锯齿波和 3 4 脚输入的两个控制信号综合比较后确定的当外接控制信号电压大于 5 脚电压时,9 1 脚输出脉冲为低电平 ( 设 9 1 脚为跟随器输出接法 ), 所以随着输入控制信号幅值的增加,494 输出脉冲占空比减小 13 脚为输出脉冲模式控制端, 当该端为高电平时, 两路脉冲输出分别有触发器的 Q 和 Q 端控制, 两路信号输出互补, 即推挽输出, 此时 PWM 脉冲输出频率为振荡器频率的一半, 最大占空比为 48% 若 13 脚接地, 触发器控制不起作用, 两路输出脉冲相同, 其频率与振荡器频率相同, 最大占空比为 96%, 为了增大驱动电流的能力, 一般使用时可将两路并联输出 494 内部包含两个误差放大器, 若两个误差放大器的反相输入端 2 15 脚的参考电位一定, 当它们的同相输入端电位升高时, 输出脉冲的宽度变窄 ; 反之脉冲宽度变宽所以一般将两个误差放大器的同相和反相输入端分别接到基准信号和反馈信号, 使系统完成闭环控制, 实现控制对象的稳定在实际使用中, 常利用 494 内部基准电源向外提供 +5V 基准参考电压, 再通过电阻分压网络给误差放大器提供基准电位

6 图集成脉宽控制器内部电路图 494 的推荐工作条件见表 1 表推荐工作条件项目名称最小值典型值最大值单位电源电压 V 集电极输出电压 3 4 V 集电极输出电流 ( 每只晶体管 ) 2 ma 放大器输入电压 -.3 CC -2. V 进入反馈断电流.3 ma 基准源输出电流 1 ma 定时电阻 kω 定时电容 μf 振荡频率 khz 三主要单元电路设计 1 DC-DC 升压变换器主回路设计该升压电路结构选择图 1 所示的电路该变换电路设计主要是确定

7 关键元件 : 输出滤波电容 C 电感开关管 V 和二极管 D (1) 输出滤波电容的选择假如输出滤波电容 C 必须在 V 导通的 ON 期间供给全部负载电流, 设在 ON 期间 C 上的电压降, 为要求的纹波电压则 C ON, 又因为 ON =, 所以 C ( ) f, 选择开关频率等于 5KHz, 在本设计给定的条件及要求下, 计算输出滤波电容的值为 :1μF, 实际选择 1μF/5V 的电容 (2) 储能电感的选择根据电路的工作波形, 电感电流包括直流平均值和纹波分量两部分假若忽略电路的内部损耗, 则变换器的输出能量和变换器的输入能量相等, 即 =, 所以 = = = V, 即从电源取出的平均电流也就是流入电感的平均电流电感电流的纹波分量是三角波, 在 ON 期间, 电流的增量为 = ON + ; 在 OFF 期间, 电流将下降, 其减少量为 ( = ) OFF ; 在稳态下, = OFF + 在选择时, 一般要求电感的峰值电流不大于其最大平均电流的 2%, 以免使电感饱和 ; 同时流过电感中的电流最小值也应大于或等于零实际设计时, 选择电 ON 感电流的增量 = 1. 4, 所以 2 ON ( ) ( ) f 1.4 f, 在开关频率选择 5kHz 和给

8 定的条件及要求下, 计算电感量为 42μH, 实际选择 1μH/2A 的电感电感可以买成品也可自己绕制 (3) 开关管的选择开关管 V 在电路中承受的最大电压是, 考虑到输入电压波动和电感的反峰尖刺电压的影响, 所以开关管的最大电压应满足 > 实际在选定开关管时, 管子的最大允许工作电压值还应留有充分的余地, 一般选择 (2~3) 开关管的最大允许工作电流, 一般选择 (2~3) 开关管的选择, 主要考虑开关管驱动电路要简单开关频率要高导通电阻要小等本设计选择 N 沟道功率场效应管 RF325, 该器件的 V DSM =55V, 导通电阻仅为 8mΩ, DM =11A, 完全满足设计要求 (4) 续流二极管的选择在电路中二极管最大反向电压为, 流过的电流是输入电流, 所以在选择二极管时, 管子的额定电压和额定电流都要留有充分大的余地另外选择续流二极管时还要求导通电阻要小, 开关频率要高, 一般要选用肖特基二极管和快恢复二极管本设计选用 MBR11C, 其最大方向工作电压为 1V, 最大正向工作电流为 1A, 完全满足设计要求 2 DC-DC 变换器控制电路设计 DC-DC 变换器控制电路选用集成 PWM 控制器 494 构成, 调制脉冲的频率选择 5kHz, 选择振荡电容 C 为 1pF, 电阻 R 为 22kΩ

9 即可满足要求脉冲采用单端输出方式, 将 13 脚接地, 为了提高驱动能力, 从内部三极管的集电极输出, 并将两路并联, 即将 8 11 脚并联接电源 ( 即输入电压 ),9 1 脚并联, 该端即为脉冲输出端为了保证输出电压稳定, 要引入负反馈, 即通过取样电阻 R 1 R 2 R P1 将输出电压反馈到 494 内部误差放大器的同相输入端 (1 脚 ), 误差放大器的反相输入端 (2 脚 ) 接一参考电压, 图中由电阻 R 3 R 4 R P2 组成 ; 当输出电压增高时, 反馈信号和参考电压比较后, 误差放大器的输出增大, 结果使输出脉冲的宽度变窄, 开关管的导通时间变短, 输出电压将保持稳定图中连接在误差放大器 2 脚和 3 脚之间的电阻和电容是构成 PD 调节器, 目的是改善系统的动态特性在给定参数下, 调节 R P2 使 15 脚电位等于 2.2V, 然后调节 R P1 即可调节输出电压值过流保护电路可以利用 494 内部另一误差放大器实现图中电流取样电阻选择 1Ω/2W 的精密电阻, 两端并联一高频滤波电容, 误差放大器的反相端 (15 脚 ) 接电压等于 2.2V 的基准电压, 电流取样电阻上的电压输入误差放大器的同相输入端 (16 脚 ), 当电流大于 1.2A 时,16 脚电压大于 15 脚电压, 误差放大器输出增大,494 输出脉冲宽度变窄, 输出电压减小, 则起到限流作用

10 图 4 DC-DC 升压稳压电路四系统安装与调试 1 首先将由 494 组成的控制电路按图 4 在面包板上插接或在实验板上焊接起来 ( 此时主回路先不接入 ) 2 检查无误后, 假如 +12V 电源 1 脚和 16 脚通过电阻接地, 用示波器观察 9 1 脚连接点的输出脉冲的波形, 由于反馈信号没有引入, 此时输出脉冲信号的脉宽最大 ; 测量脉冲信号的频率是否为 5kHz; 同时调节电位器 R P2, 使 15 脚电位等于 2.2V 3 上述控制电路调试正确后, 将 DC-DC 升压变换器主回路接入, 在负载 R 情况下, 接通输入 12V 直流电源, 调节电位器 R P1, 使输出电压等于 24V 4 将电阻为 5Ω/1W 的可变电阻接入到变换器的输出端, 调节电阻大小, 使输出电流大小等于 1A, 然后分别对变换器的性能指标进行测试 5 过流保护测试当逐渐增大输出电流时, 用示波器观察 PWM 控制器输出脉冲的变化情况, 同时测量输出电压的变化

11 五思考题 1 开关式稳压器与线性稳压器相比, 优缺点是什么? 2 在图 1 所示的 DC-DC 升压电路中, 若电感电容的值足够大, 已知输入电压等于 12V, 负载电阻等于 2Ω, 输入脉冲信号的 =4μS, ON =25μS 计算输出电压和电流的大小 3 什么是 PWM 控制方式? 将集成 PWM 控制电路 494 的 2 脚和 3 脚相连, 脚接地, 在 3 脚加入可调的直流电压, 观察输出脉冲宽度将如何变化? 4 为了防止 DC-DC 变换器在开启瞬间产生过大的冲击电流和电压, 一般希望输出电压实现软启动, 即输出由低到高逐渐增大试在图 4 电路中利用 494 的 4 脚加入软启动电路 5 为了防止图 4 电路输出电压过高, 试加入一个过压保护电路要求输出电压大于 5V 时, 保护电路动作 6 试设计一个将 12V 变换到 5V 1A 的降压式稳压电路

电子技术基础 ( 第版 ) 3. 图解单相桥式整流电路 ( 图 4-1-3) 电路名称电路原理图波形图整流电路的工作原理 1. 单相半波整流电路 u 1 u u sin t a t 1 u 0 A B VD I A VD R B

电子技术基础 ( 第版 ) 3. 图解单相桥式整流电路 ( 图 4-1-3) 电路名称电路原理图波形图整流电路的工作原理 1. 单相半波整流电路 u 1 u u sin t a t 1 u 0 A B VD I A VD R B 直流稳压电源第 4 章 4.1 整流电路及其应用学习目标 1. 熟悉单相整流电路的组成, 了解整流电路的工作原理. 掌握单相整流电路的输出电压和电流的计算方法, 并能通过示波器观察整流电路输出电压的波形 3. 能从实际电路中识读整流电路, 通过估算, 能合理选用整流元器件 4.1.1 认识整流电路 1. 图解单相半波整流电路 ( 图 4-1-1) 电路名称电路原理图波形图 4-1-1. 图解单相全波整流电路