淺談參考電壓(Voltage Reference)

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硕爱吕
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1 淺談參考電壓 (Voltage Reference) 大多數的類比電路, 都需要參考用的電壓電流或是時間參考電壓提供一個準則, 如 DAC 或 ADC 的 LSB 大小穩壓器 (Regulator) 的輸出電壓位準電池充電器的開與關等, 都是由參考電壓源或參考電流源所提供及決定近年來, 由於製程的進步, 以及環保的需求, 使得系統操作電壓不斷地下降, 舊式的各種參考電壓線路逐一失效本文將介紹於各個電壓下, 一些典型的參考電壓產生方式基納 (Zener) 二極體與放電管 (Glow-Discharge Voltage Regulator Tubes) 真空管時期的參考電壓, 由放電管所提供放電管內部填充惰性氣體, 當外加電壓超過它的放電電壓後, 它的屏極與陰極間會維持固定電壓, 並發出霓虹燈般的亮光如圖 1, 它的實際應用方式與今日的基納二極體相似, 以電阻充當電流源提供並限制放電管工作電流, 形成一個分流式穩壓電路 (shunt regulator), 一般放電管的規格大約在 50V 以上圖 1 放電管的操作當半導體逐漸取代真空管後, 以離散元件組合的類比電路板常使用基納二極體作為參考電壓源使用, 使用上大致與放電管相似圖 2 定電流源提供基納二極體操作電流使用基納的參考電壓源, 輸出為基納二極體 P/N 介面的崩潰電壓如圖 2, 使用定電流源, 或是電阻, 提供並限制基納二極體工作電流由基納二極體產生的參考電壓, 可以低至 2V 前後基納二極體與幾乎所有的主被動元件一樣, 特性都會隨著溫度變化而改變基納二極體操作時的兩端點電壓差, 會隨著溫度的改變而改變因此正溫度係數的基納二極體, 可以利用負溫度係數的 P/N 介面順向導通電壓做補償, 如圖 3, 而得到零溫度係數的電壓輸出

2 圖 3 以負溫度係數 P/N 介面順向導通電壓進行補償圖 4 以 VBE Multiplier 放大 P/N 接面電壓提供負溫度係數電壓的二極體, 如圖 4, 常用 "VBE multiplier", 得到一個可以放大倍率調整的 P/N 順向導通電壓甚至, 早期有以基納二極體為主體的參考電壓 IC, 內建有加熱器, 將基納二極體加熱至一個穩定的溫度, 藉以得到一個不受周遭溫度變化而變化的參考電壓來源帶隙 (Bandgap) 參考電壓於 1971 年, 由 National Semiconductor 的 Robert Widlar 所發表, 實際應用於該公司的產品 LM113, 帶隙電壓成為重要的積體電路參考電壓的來源使用帶隙參考電壓, 優點有低消耗功率及低輸出電壓典型的帶隙參考電壓源輸出電壓約為 1.2V~1.25V 多數的穩壓 IC 多以帶隙參考電壓作為內部的參考電壓來源實作上, 帶隙參考電壓通常如圖 5, 以 P/N 接面順向導通的負溫度係數, 結合 Vt 的正溫度係數, 完成零溫度係數的電壓輸出特性圖 5 正負溫度係數電壓源互相抵銷溫度係數圖 6 VBE 與 KVt 曲線抵銷, 輸出 Vout 如圖 6, 實際的 VBE 對溫度並非線性關係, 而是一個高次曲線, 而 Vt 對溫度則近似線性

3 (Vt=kT/q), 兩者間無法完全互補地消除因此 Vt 與 K 的選擇, 僅能在室溫附近與 VBE 合成零溫度係數點若使用非線性曲線補償 VBE, 則可以得到圖 7 的輸出曲線, 使得 Vout 在較寬的溫度區間中, 維持較小的變化圖 7 以 KVt 與 K` 雙線形成的非線性曲線補償 VBE 帶隙參考電壓約 1.25V 的輸出特性極適合於 0.18um 以上的製程如圖 8, 典型的 CMOS 帶隙參考電壓電路由電流鏡組 M1~M8 迫使 I1=I2=IPTAT,M1 與 M2 源極對地電壓相同其中 IPTAT=Vtln(b)/R, 再由 kr 將 IPTAT 轉換成電壓 KVt, 與 Q3 之 VBE 形成 VBE+KVt 當供應電壓較低時, 無法使用如此多層的電流鏡組實作 IPTAT 時, 則改用運算放大器控制電晶體, 如圖 9 與圖 10, 使用運算放大器控制電晶體製作 IPTAT, 可以將供應電壓的限制壓制在約 1.25V+ 一個晶體的 Vsat 附近圖 8 使用電流鏡組製作 IPTAT 圖 9 使用 OP 控制的帶隙參考電壓圖 10 使用 OP 控制的帶隙參考電壓 2

4 1V 以下的帶隙參考電壓由 V BE +KVt 所製作的帶隙參考電壓, 受到 VBE 電壓 0.7V 的限制, 加上 KVt 後, 輸出大多為 1.25V 左右 1.25V 於 0.13um 等新的製程中, 成了不切實際的數值, 已經十分接近甚至超過系統操作電壓另外, 在以電池驅動的手持裝置中, 由於鎳鉻 (Ni-Cd) 或鎳氫 (Ni-MH) 電池放電終止電壓為 1.0V 前後, 因此這個電壓也成為直接使用單顆電池供電裝置的極限大約於 1999 年後, 突然間出現了大量的 1V Bandgap 參考電壓源論文這些論文製作零溫度係數的電流源, 再由電阻進行 I/V 轉換, 得到參考電壓他們採用的架構, 大多衍生自 Hironori Banba 於 1999 年五月發表於 JSSC 的一篇論文這個架構與前面提到的 VBE+KVt 相比, 不再受到 1.25V 輸出的限制這個架構如圖 11, 以 IPTAT 及 ICTAT 合成零溫度係數的 ICONSTANT, 流經電阻得到 VOUT=Ro x ICONSTANT 圖 11 Banba 發表之新架構本架構的欲操作在 1V 以下, 關鍵的元件就在控制的運算放大器上當 Banba 發表如圖 11 的架構後, 陸續有多篇論文探討這個需要工作於 1V 以下, 共模輸入範圍於 0.7V 前後的運算放大器由於 0.18um 等製程可以靠著先天較低的 Vth, 直接實作該運算放大器論文中最常被探討是在較老舊製程, 以及不使用特殊 Vth 之 MOSFET 的標準 Logic 製程, 達到設計要求例如使用源極隨耦器將輸入差動晶體的共模電壓從 0.7V 移開, 避開 MOSFET Vth; 或將 Rc 拆為兩份, 利用 Rc1 與 Rc2 分壓將共模電壓帶離 0.7V; 或是使用特殊設計, 將差動放大器操作於 weak invertion, 或晶體的使用上設定極為誇張的 W/L 比等等作法很多論文探討的環境, 並不適用於 CIC 提供的 TSMC 或 UMC 製程例如有些論文使用的製程,n 通道 MOSFET 的 Vth> p 通道 MOSFET 的 Vth, 該論文利用這個特性來達成設計需求結論由於較新製程的電壓限制, 以及 CMOS 製程的相容性, 帶隙參考電壓成為積體電路中的主要參考電壓來源帶隙參考電壓擁有低於 50ppm 的高溫度穩定度, 以及高 PSRR 唯當晶體尺寸隨著製程發展不斷縮小, 系統電壓接近甚至低於 1V 後, 整個帶隙參考電壓電路工作在可操作的臨界, 尤其 IPTAT 部分, 一旦溫度降低, 迅速升高的 VBE 將會使 IPTAT 部分電路失效同時極低的操作電壓使得控制 IPTAT 部分的放大器沒有足夠的電壓空間使電晶體進入深飽和區不管是 IPTAT 或是線路中的放大器而言,1V 或 1V 以下的供應電壓, 使得帶隙參考電壓電路的工作環境變得十分地不利晶片實作組 / 林千智

5 參考文件 G.A. Rincon-Mora, "Voltage Reference", New York, USA: WILEY 2002 G.A. Rincon-Mora, "Bandgap Voltage Reference", H. Banba, "A CMOS Bandgap Reference Circuit with Sub-1-V Operation", IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 34, No. 5, May 1999.

Q expert-完成出卷

Q expert-完成出卷 1. ( ) 下列敘述何者錯誤? 104-1 高二電子學 H5 電晶體直流偏壓電路 (A) 電晶體的工作點又稱為 Q 點 () 更換不同 β 值的電晶體, 會影響電路的工作點 () 電晶體欲用在線性放大電路時, 須工作於飽和區 (D) 線性放大器常用來做小信號放大 2. ( A ) 電晶體當放大器使用時, 須工作於 (A) 作用區 () 飽和區 () 截止區 (D) 以上皆非 3. ( ) 電晶體當放大器使用時,