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建江
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1 2015 年 12 月电工技术学报 Vol.30 No. 24 第 30 卷第 24 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Dec 高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端并联 Buck 级联直流变换器石健将, 章江铭, 龙江涛, 刘天骥 ( 浙江大学电气工程学院杭州 ) 摘要为满足高压 / 宽输入输出低压 / 大电流以及高功率密度直流模块电源的技术要求, 提出一种变压器一次侧串联 LLC+ 输出端交错并联 Buck 电路的级联高频直流变换器拓扑结构该级联变换器的前级 LLC 工作在定频开环方式, 实现电气隔离与降压 ; 后级交错并联 Buck 电路采用相同占空比闭环工作方式, 实现输出稳压与自然均流针对该级联变换器的工作模态 LLC 的谐振参数设计进行分析 ; 同时, 针对高频变压器匝比和 Buck 电路占空比等参数的不一致性对输出自然均流的影响, 也进行了理论分析最后, 仿真和实验均证明了该级联变换器理论分析的可行性与正确性关键词 :LLC Buck 输出自然均流变压器串 / 并联级联变换器中图分类号 : TM46 A Cascaded DC Converter with Primary Series Transformer LLC and Output Interleaved Buck Abstract Shi Jianjiang,Zhang Jiangming,Long Jiangtao,Liu Tianji (Zhejiang University Hangzhou China) In this paper, a two-stage DC-DC topology, which consists of primary series transformer LLC and output interleaved Buck, is presented. The proposed topology can be applied in DC power converters of high/wide input voltage, low output-voltage/high output-current and high power density. This cascaded topology makes full use of the high efficiency of the open-loop operating LLC converter with constant switching frequency. Moreover, the electrical isolation and voltage step-down are also realized by the LLC. The output voltage regulation as well as the automatic current sharing is achieved by the second stage interleaved Buck. The operation mode of the cascaded converter and the parameter of the LLC are designed, and the steady-state output current sharing is analyzed even with mismatched parameter. Finally, the theoretical analysis is validated by simulation and experiments. Keywords:LLC, Buck, automatic sharing of currents, series/parallel transformer, cascaded converter 国家自然科学基金资助项目 ( ) 收稿日期改稿日期

2 94 电工技术学报 2015 年 12 月 0 引言高功率密度 DC-DC 模块电源广泛应用于现代工业和国防等领域, 随着现代科技的发展, 对模块电源的功率等级电压等级效率以及体积与重量等要求不断提高 [1] 目前, 国内的大功率全砖模块电源产品主要被国外公司垄断, 如美国 VICOR SYNQOR 以及日本 LAMBDA COSEL 等相比于国外, 国内模块电源的研究起步较晚, 总体技术水平相对落后, 研究形势相当迫切, 已引起国内相关行业及研究者的重视传统的高功率密度模块电源电路拓扑多采用正激半桥和全桥等变换器结构 [2,3], 但它们无法实现真正的软开关, 使得在高频高压工作条件下损耗严重, 因而制约了开关频率及功率密度的进一步提高近年来, 由于 LLC 谐振变换器 [4,5] 既能彻底实现一次侧开关管的零电压开通 ( ZVS), 又能实现二次侧整流管的零电流关断 (ZCS), 使之开始大量应用于模块电源中大功率模块电源中, 通常采用并联技术来解决功率器件的热应力和电流应力过大的问题, 但在通常情况下, 并联均流需要增加额外的均流控制环 [6], 这样既增加了系统的控制难度, 又降低了系统的可靠性为此, 文献 [7] 在不采用均流环的情况下实现了 LLC 的交错并联, 并获得了较好的均流效果但其需额外采样输入电压及谐振电容电压, 这在一定程度上增大了控制难度文献 [8] 提出利用 LLC 多个变压器的辅助绕组依次相连从而实现均流, 但这使电路变得复杂且增大了变压器的绕制难度此外, 在宽输入电压范围应用场合, 由于单级 LLC 谐振变换器频率变化范围较大, 不利于谐振参数的优化, 还增大了磁心体积, 降低了效率 ; 同时, 在对电磁环境兼容要求较高的场合, 变频工作的 LLC 变换器使得对滤波器的设计困难加大, 因此, 通常采用级联结构现有的级联变换器通常有两种控制方式 : 1 把 LLC 放在后级, 定频开环工作, 通过前级电路闭环工作实现稳压 [9], 这极大降低了级联变换器系统的动态性能 ; 2 前后级的输出电压独立控制 [10], 这种控制方式使 LLC 工作在变频状态在隔离型 LLC 谐振变换器中, 相较于采用单变压器, 多变压器的一次侧串联 / 二次侧并联方式若能实现一次侧串联均压或二次侧并联均流, 则能有效 [ 在此处键入 ]

3 第 30 卷第 24 期石健将等高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端并联 Buck 级联直流变换器 95 减小变压器绕组的磁动势 [11], 减小变压器漏感, 便于优化谐振参数为此, 本文提出一种高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端交错并联 Buck 级联直流变换器该级联直流变换器前级 LLC 工作在定频开环方式, 实现电气隔离与降压 ; 后级交错并联 Buck 电路采用相同占空比闭环工作方式, 实现输出稳压与自然均流以及变压器均衡传输功率此外, 变频 LLC 的同步整流驱动电路较为复杂 [12,13], 而 LLC 的定频控制方式使二次侧同步整流易于实现, 可进一步提高效率 1 主电路拓扑工作原理分析本文提出的高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端交错并联 Buck 级联直流变换器结构, 如图 1 所示, 主要由前级半桥 LLC 谐振电路与后级交错并联 Buck 电路级联构成前级半桥 LLC 谐振变换器主电路由逆变网络谐振网络高频变压器同步整流电路和母线电容构成, 变压器 T 1 和 T 2 的一次侧二次侧匝比相同, 并使励磁电感 L m1 =L m2, L m = L m1 +L m2 为使变换器既能实现二次侧开关管的零电压开通, 同时又能实现二次侧整流管的零电流关断, 应使 LLC 开关频率 f s 满足条件 [14] :f m <f s < f r, 其中, fm 为并联谐振频率, 且 m 1 2π Lr Lm C r, fr 为串联谐振频率, 且 f fr 1 2π LrCr 后级交错并联 Buck 电路采用相同占空比控制方式, 即开关管 S 3 和 S 4 的占空比相等, 则可知 Buck 电路输入电压 V s1 V s2 由以上分析可知, 图 1 所示级联直流变换器拓扑可进一步简化为单级 LLC 变换器, 如图 2 所示, 它在稳态工作时一个开关周期有 12 种工作模态, 主要电压电流波形如图 3 所示具体工作模态分析如下 Fig.1 图 1 变压器一次侧串联 LLC+ 输出交错并联 Buck 变换器拓扑 Topology of transformer series connected at primary side LLC+interleaved Buck converter Fig.2 图 2 简化后的 LLC 谐振变换器 Simplified LLC resonant half-bridge converter

4 96 电工技术学报 2015 年 12 月图 3 Fig.3 LLC 谐振变换器主要电压电流波形 Key voltage and current waveforms of LLC resonant converter 开关模态 1[t 0 ~t 1 ]: 在 t 0 时刻, 二次侧同步整流管 SR 2 SR 4 关断, 变压器二次电流 i SR2 i SR4 从整流管 SR 2 SR 4 转移到其体二极管续流励磁电流 i Lm1 i Lm2 线性上升, 变压器一次电压 V Lm1 和 V Lm2 被钳位在 nv s L r 和 C r 谐振工作, i p V Cr 和 i Lm1 分别为 ip t ip t0 cosr t t0 V Cr t0 2nVs Vin Cr sinr t t0 Lr VC r t V Cr t0 2nVs Vin cosr t t0 Lr ip t0 sinr t t0 Vin 2nVs Cr nvs ilm1 t ilm2 t t t0 ilm1 t0 Lm1 (1) 开关模态 2[t 1 ~t 2 ]: 在 t 1 时刻, 一次电流 i p 谐振到与励磁电流 i Lm1 相等, 即满足条件 s i t i t p 1 Lm1 1 nv 4L f m1 r (2) 此时二次电流 i SR2 i SR4 为零, 同步整流管 SR 2 SR 4 的体二极管自然关断变压器一次电压不再受输出电压 V s 钳位, 励磁电感 L m1 和 L m2 参与谐振, 由于 L m1 和 L m2 远大于 L r, 因此一次电流 i p 在这段时间内近似恒定并继续给谐振电容 C r 充电,V Cr 以斜率 i p (t 1 )/C r 线性上升, 负载由输出滤波电容供电励磁电感串联电压大于 2nV s 时, 同步整流管 SR 1 SR 3 的体二极管导通, 变压器一次电压 V Lm1 和 V Lm2 被钳位在 nv s, 励磁电感 L m1 和 L m2 退出谐振开关模态 5[t 4 ~t 5 ]: 在 t 4 时刻, 开关管 S 2 开始导通, 一次电流 i p 从 S 2 的体二极管转移到 S 2, 即 S 2 实现了零电压开通 ; 谐振电容 C r 和串联谐振电感 L r 继续谐振向负载传递功率开关模态 6[t 5 ~t 6 ]: 在 t 5 时刻, 同步整流管 SR 1 SR 3 开始导通, i SR1 i SR3 从 SR 1 SR 3 的体二极管转移到 SR 1 SR 3, 即 SR 1 SR 3 实现了零电压开通在 t 3 ~t 6 时段,i p V Cr 和 i Lm1 可表示为 nvs ip t cosr t t3v Cr t3 2nVs 4Lm1 f r Cr sinr t t3 Lr VC r t V Cr t3 2nVs cosr t t3 (3) nvs Lr sin r t t3+2nvs 4Lm1 fr Cr nvs nvs ilm1 t ilm2 t t t3 Lm1 4Lm1 fr 在 t 6 时刻, 二次侧同步整流管 SR 2 SR 4 关断, LLC 变换器进入下半周期工作模态, 其工作过程类似于上述半个周期采用相同占空比控制的交错并联 Buck 电路的主要工作波形如图 4 所示开关模态 3[t 2 ~t 3 ]: 在 t 2 时刻, 开关管 S 1 关断, 一次电流 i p 开始给 S 1 的结电容充电, 同时给 S 2 的结电容放电, 一次电流 i p 仍近似恒定, V Cr 线性上升期间, 桥臂中点电压 V AB 由 V in 降到零, 引起变压器二次侧电位变化, 对同步整流管 SR 2 SR 4 的结电容进行充电, 对 SR 1 SR 3 的结电容进行放电, 负载由输出滤波电容供电开关模态 4[t 3 ~t 4 ]: 在 t 3 时刻, 一次电流 i p 完成对开关管 S 1 S 2 结电容的充放电, S 2 的体二极管自然导通, 桥臂中点电压 V AB =0, 励磁电感 L m1 和 L m2 的串联电压近似为谐振电容电压 V Cr ; 当 [ 在此处键入 ] Fig.4 图 4 交错并联 Buck 电路工作波形 Key waveforms of interleaved Buck circuit

5 第 30 卷第 24 期石健将等高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端并联 Buck 级联直流变换器 97 2 LLC 谐振参数设计及级联变换器的稳态均流分析 2.1 LLC 谐振参数设计 LLC 基于基波分析法的电路模型由于前级 LLC 工作在定频开环方式, 串联谐振频率通常设计在开关频率附近, 因此可用基波分析法 [15,16] 进行分析其交流等效电路如图 5 所示网络的输入电流滞后于输入电压的基波, 即使输入阻抗呈感性状态由图 5 所示的交流等效电路得到如图 6 所示的相量图,I rp 为谐振网络输入电流基波的模, Z in 为输入阻抗的模, 为输入电流基波滞后输入电压基波的角度图 5 LLC 谐振变换器交流等效电路 Fig.5 AC equivalent circuit of LLC resonant converter 图 5 中,E in 为谐振网络输入电压的基波有效值 ; E o 为变压器一次电压的基波有效值 ; R p 为一次侧电阻, 主要包括 MOSFET 导通电阻谐振电感和谐振电容的串联等效电阻以及变压器一次侧绕线电阻等 R eq 为 LLC 输出等效电阻 R o 折合到一次侧的等效电阻由基波分析法可得 R 2 32n brl eq 2 2 π D (4) 式中,n 为变压器电压比 ; b 和 D 分别为 Buck 电路的效率和占空比根据图 2 所示的交流等效电路, 可知半桥 LLC 谐振变换器的交流增益 M ac E E o in p Q Rp fnq eq n n eq R 1 2 f R f f QR n 图 6 LLC 谐振变换器交流等效电路相量图 Fig.6 AC equivalent circuit s vector diagram of LLC resonant converter 由图 6 可知, 实现一次侧开关管零电压开通的临界条件为 1 slr Im slm Req (6) C P s r 式中, 开关角频率 s =2f s 为便于分析, 定义上述临界条件下的电路品质因数为 Q c, 则式 (6) 可表示为 Q fn c 2 1 fn (7) 由式 (5) 和式 (7) 可得增益曲线如图 7 所示 (5) 式中, 电感系数 Lr Lm ; 归一化频率 fn fs fr ; 特征阻抗 Z L C ; 品质因数 Q Z R 0 r r 0 eq 一次侧开关管的 ZVS 条件分析为实现一次侧开关管的零电压开通, 应使谐振图 7 LLC 电压增益曲线 ( =0.1,R p /R eq =0.01) Fig.7 Voltage gain of the LLC resonant converter with =0.1,R p /R eq =0.01 图 7 中, 容性 / 感性分界线两侧分别为容性开关

6 98 电工技术学报 2015 年 12 月区域和感性开关区域, 容性区域存在一次侧开关管直通问题 ; 感性开关区域中, f s >f r 的感性区域, LLC 变换器只能实现一次侧开关管的零电压开通 ; f s <f r 的感性区域, LLC 变换器既能实现一次侧开关管的零电压开通, 又能实现二次侧整流管的零电流关断因此, 应合理设计参数, 使 LLC 变换器工作在 f s <f r 的感性区域开关频率串联谐振频率及变压器匝比设计 LLC 谐振变换器可彻底实现一次侧开关管 ZVS 和二次侧同步整流管 ZCS, 因而非常适合在高开关频率下工作 ; 同时, 提高开关频率还能减小磁性元件的体积以及提高整机的功率密度实验中选取开关频率 f s =300kHz, 串联谐振频率 f r =1.05f s =315kHz 由于 f r 接近于 f s, 交流电压增益 M ac 可近似为 1, 当输入电压 V in 为 200V, 输出电压为 28V 时, 此时 Buck 电路工作在最大占空比 D max ; 令 D max Vo D =0.85, 则由 M ac, 可求得 n 1.52, 实际取 V n in 4 变压器匝比为 n= LLC 谐振参数设计当 LLC 谐振变换器工作在图 7 所示的 f s <f r 的感性区域时, 一次二次电流有效值分别为 [17] I I n 2 V 2 2 o Tr 2Ts Tr π 2 D 2 I 2 2 o Ts rp = D LmTs 32n Tr (8) (9) 式中,C oss 为一次侧开关管结电容 ; t f 为一次侧开关管关断时间由式 (10) 和式 (11) 可知,LLC 变换器的总损耗 ( 不包括变压器磁损 ) [ 在此处键入 ] o r 5π 48 n V T π D I T 8T rs π D LmTs o s 式中,T s 为开关周期 ; T r 为谐振周期 ; V o 为输出电压 ;I o 为输出电流 LLC 的通态损耗为 2 2 c rp p rs s P I R I R r (10) 式中,R s 为两个同步整流管的并联导通电阻和变压器二次侧绕线电阻总和 LLC 的开关损耗为 n Vo Tr tf sw CossD Lm Tr 32CossLm P (11) P P P loss c sw (12) 选取一次侧开关管为 IPW60R099CP, 在典型输入 270V 下可得总励磁电感 L m 与 LLC 谐振变换器的总损耗关系曲线如图 8 所示图 8 励磁总电感 L m 与 LLC 变换器总损耗关系曲线 Fig.8 Curves showing relationship between L m and the total loss of LLC 为实现一次侧开关管的软开通, 变压器 T 1 和 T 2 的励磁总电感 L m 应满足 L m nvotr Ts Tr 8DC V oss in Tr Ts Tr (13) 32C 综合考虑图 8 和式 (13), 并留一定裕量, 选取 L m =35H 为使 LLC 工作在 f s <f r 的感性区域, 需满足条件 Z0 c (14) R Q eq 结合式 (4) 和式 (7) 可得谐振电感 L r 的约束条件 1 Lr (15) π Dmax f r fn L m 2 16n L br L m Lm fn 取 b =0.97, 并代入 D max f r n R L f n 和 L m 等参数, 可由式 ( 15) 得 L r 4.56H; 由谐振电容 2Irp Vin 的电压峰值 VCr _ max 及谐振电容 Cr 2πf C r Lr 4π f s r 可知,L r 取值应尽可能小, 从而减小谐振电容的电压峰值实际电路中, L r 直接采用变压器 oss

7 第 30 卷第 24 期石健将等高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端并联 Buck 级联直流变换器 99 漏感,L r 2.1H, 则 C r 120nF 2.2 级联变换器的稳态均流分析由于该级联变换器拓扑的输出端是并联 Buck 结构, 因此, 有必要研究电路参数不对称对 Buck 并联均流的影响参数一致时的稳态均流分析由于采用相同占空比控制技术, 开关管 S 3 和 S 4 的占空比均为 D, 则可得到输出端并联 Buck 电化简为 I I o o 2 (19) 式中, n n 1 ; D D1 根据式 (19) 可绘制出电路参数不一致时的输出电流差值比曲线, 如图 9 所示路的输入电压 V V V D ; 由于设计 T 1 和 s1 s2 o T 2 的一次二次侧匝比均为 n 1 1, 则两变压器的一次电压值相同, 即 v Lm1 v Lm2 ; 由 T 1 和 T 2 一次侧串联结构, 可知两变压器的一次侧输入电流相同因此, 当电路参数一致时, 可知 T 1 和 T 2 的输入功率相同, 即 p T1 p 结构及忽略开关器件的损耗, 即可知输出电感稳态平均电流 I I T2 L1 L2 ; 由图 1 所示的级联拓扑 p V T1 o Buck 电路的 (16) 式 (16) 表明 : 当电路参数完全一致时, 级联直流变换器可完全实现输出端并联自然均流参数不一致时的稳态均流分析由于实际电路中电路参数不可避免地存在着差异, 因而有必要分析变压器匝比和 Buck 电路占空比等参数不一致对稳态输出均流性能的影响为便于分析, 假定 S 3 的占空比为 D 1,S 4 的占空比为 D 2, 则由 Buck 电路的电压增益关系可知 Vs1 Vs2 D2 D1 ; 假定 T 1 的匝比为 n 1 1 1,T 2 的匝比为 n 2 1 1, 则由 T 1 和 T 2 的一次侧串联结构及一次二次电压关系可知 n D p p v v T1 T2 Lm1 Lm2 n D 因此, 忽略开关器件的损耗, 可推导得出 Buck 电路的输出电感电流关系式为 I p n D I p n D L1 T1 1 2 L2 T2 2 1 定义 Buck 电路的输出电流差值比 Io IL1 IL2 IL1 IL2 1 I I I I I 1 o L1 L2 L1 L2 (17) (18) 令 n2 n1 n, D2 D1 D, 则式 (18) 可 (a) 不同值下, 对输出电流差值比的影响 (b) 不同值下, 对输出电流差值比的影响图 9 参数不一致对输出电流差值比影响的曲线 Fig.9 Curves showing output current differences caused by and 由图 9 可知, 即使变压器 T 1 和 T 2 匝比差异绝对值达到 0.1,Buck 电路占空比差异绝对值达到 0.1, 此时输出电流差值比绝对值也仅为 0.1 左右, 由此表明级联变换器电路参数差异对输出并联均流的影响不大实际电路中, 随着模块电源中平面变压器技术的广泛应用, 不同变压器匝比的不一致性可以忽略 ; 采用专用 IC 控制芯片后, Buck 电路主管占空比的不一致主要取决于开关管特性的不同以及驱动电路延时的差异, 这些差异可以通过筛选特性相同的开关管和驱动电路以及通过合理的 PCB 布线等方法来减小因此, 本文提出的高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端交错并联 Buck 级联直流变换器, 采用

8 100 电工技术学报 2015 年 12 月相同占空比控制技术, 能实现较好的输出自然均流效果 3 仿真与实验验证为了验证本文提出的高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端交错并联 Buck 级联直流变换器的可行性, 进行仿真与实验研究 3.1 基于 Saber 仿真图 1 所示功率主电路的仿真参数如下 : 输入电压 V in =200~375V, 额定输出功率 P o =1kW, 输出电压 V o =28V, 其他功率主电路具体参数见表 1 Tab.1 表 1 功率主电路参数 Key parameters of the designed converter 参数数值谐振电容 C r /nf 120 谐振电感 L r /H 2.1 励磁电感 L m /H 35 图 10 LLC 半桥谐振变换器的仿真波形 Fig.10 Simulation waveforms of LLC resonant halfbridge converter 变压器匝比 n 1,n 母线电容 C s1,c s2 /F 10 输出滤波电感 L 1,L 2 /H 22 输出滤波电容 C o /F 10 LLC 开关频率 f s /khz Buck 开关频率 f b /khz 图 10 为级联变换器输出额定负载 270V 典型输入电压条件下的 LLC 主要电压电流仿真波形仿真结果表明 : LLC 一次侧开关管实现 ZVS, LLC 二次侧同步整流管实现 ZCS 图 11 为级联直流变换器输出额定负载 270V 典型输入电压条件下交错并联 Buck 电路输出电流仿真波形其中, 图 11a 仿真参数为 n 1 =n 2 =1.5,D 1 =D 2 =0.61; 图 11b 仿真参数为 n 1 =n 2 =1.5,D 1 =0.58,D 2 =0.64; 图 11c 仿真参数为 n 1 =1.4,n 2 =1.6,D 1 =D 2 =0.61 仿真波形表明 : 在参数完全一致时可实现输出完全均流, 第二种情况下的输出电流差值比约为 0.037, 第三种情况下的输出电流差值比约为 0.057, 与理论分析一致因此, 本文提出的级联变换器后级交错并联 Buck 电路实现了输出自然均流 (a)n 1 =n 2 =1.5,D 1 =D 2 =0.61 [ 在此处键入 ]

9 第 30 卷第 24 期石健将等高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端并联 Buck 级联直流变换器 101 (b)n 1 =n 2 =1.5,D 1 =0.58,D 2 =0.64 (a)s 1 零电压开通波形 (b)s 2 零电压开通波形 (c)n 1 =1.4,n 2 =1.6,D 1 =D 2 =0.61 图 11 交错并联 Buck 电路的输出均流仿真波形 Fig.11 Simulation waveforms of interleaved Buck converter 3.2 实验验证实验样机的功率主电路如图 1 所示, 参数与仿真一致, 功率器件型号见表 2 表 2 功率器件型号 Tab.2 Power devices used in the converter 图 12 S 1 和 S 2 的电压电流实验波形 Fig.12 Voltage and current waveforms of S 1 and S 2 图 13 为满载输出 270V 典型输入电压条件下二次侧同步整流管 SR 1 和 SR 2 的电压电流波形实验波形表明 : 二次侧整流管的同步整流效果较好, 开通延时时间约为 50ns, 关断提前时间约为 250ns, 且能较好地实现零电流关断器件型号 LLC 主开关管 S 1,S 2 LLC 同步整流管 SR 1 ~SR 4 Buck 主管 Buck 同步整流管 IPW60R099CP(infineon CoolMos) IPP110N20N3(infineon) IPP030N10N3(infineon) IPP030N10N3(infineon) 变压器 T 1,T 2 EC40B ( 东磁 DMR40 材料 ) 滤波电感 L 1,L 2 KM A(KDM) 图 12 为额定功率输出 270V 典型输入电压条件下 LLC 半桥谐振变换器一次侧开关管 S 1 和 S 2 的 ds 电压波形与谐振电流波形实验波形表明 : S 1 和 S 2 可实现零电压开通 (a)sr 1 的电压电流波形 (b)sr 2 的电压电流波形图 13 SR 1 和 SR 2 的电压电流实验波形 Fig.13 Voltage and current waveforms of SR 1 and SR 2 图 14 为输出满载 270V 典型输入电压条件下

10 102 电工技术学报 2015 年 12 月 LLC 一次变压器 T 1 和 T 2 的一次电压实验波形实验波形表明 : 串联变压器一次电压基本相等 ; 由于一次电流一致, 因此两个变压器实现均衡传输功率 (b)n 1 =n 2 =1.5,D 1 =0.58,D 2 =0.64 图 14 变压器的一次电压波形 Fig.14 Primary voltage waveforms of the transformer 图 15 为级联直流变换器输出额定负载 270V 典型输入电压条件下交错并联 Buck 电路输出电流实验波形其中, 图 15a 实验参数为 n 1 =n 2 =1.5,D 1 =D 2 =0.61; 图 15b 仿真参数为 n 1 =n 2 =1.5,D 1 =0.58,D 2 =0.64; 图 15c 仿真参数为 n 1 =1.4,n 2 =1.6,D 1 =D 2 =0.61 实验结果表明: 在设计参数完全一致时可实现输出完全均流, 第二种情况下的输出电流差值比约为 0.039, 第三种情况下的输出电流差值比约为 0.048, 与仿真分析基本一致 (c)n 1 =1.4,n 2 =1.6,D 1 =D 2 =0.61 图 15 交错并联 Buck 电路输出电流实验波形 Fig.15 Output current experiment waveforms 图 16 为级联变换器分别在 200V 270V 和 375V 输入电压条件下的整机效率曲线, 在输入 375V/ 输出 800W 时的效率最高, 达到 94.5%; 在输入 375V/ 输出满载 1 000W 时的效率为 93.9% (a)n 1 =n 2 =1.5,D 1 =D 2 =0.61 图 16 级联变换器的效率曲线 Fig.16 Efficiency of the cascaded converter 实验结果表明 : 前级 LLC 所有功率器件均工作在软开关状态, 高频变压器均衡传输功率 ; 后级交错并联 Buck 电路输出自然均流 ; 实验结果与分析仿真一致 [ 在此处键入 ]

11 第 30 卷第 24 期石健将等高频变压器一次侧串联 LLC+ 输出端并联 Buck 级联直流变换器结论针对直流模块电源的高压 / 宽输入输出低压 / 大电流以及高功率密度的技术要求, 本文提出一种变压器一次侧串联 LLC+ 输出端交错并联 Buck 电路的级联变换器拓扑结构, 前级 LLC 工作在定频开环模式, 后级交错并联 Buck 电路采用相同占空比控制工作在闭环模式文中对功率主电路的工作模态 LLC 谐振参数优化设计以及参数不一致性对交错并联 Buck 输出均流影响均作了定量分析, 分析结果表明 : 即使参数不对称条件下, 交错并联 Buck 变换器也能取得较好的自然均流效果, 并且 LLC 谐振电路工作在软开关和高效状态最后, 仿真和实验均验证了该级联变换器主电路拓扑的可行性, 与理论分析结果一致参考文献 [1] 王建冈, 阮新波, 陈军艳. 航空用大功率模块电源的设计及关键技术应用研究 [J]. 电工技术学报, 2005, 20(12): Wang Jiangang, Ruan Xinbo, Chen Junyan. Develop- ment of high power aviation modular power supply and research on key application technologies[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2005, 20(12): [2] 杨东升, 阮新波, 李艳, 等. 一种新的多输入全桥变换器 [J]. 电工技术学报, 2011, 26(8): Yang Dongsheng, Ruan Xinbo, Li Yan, et al. A new multiple-input full bridge converter[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(8): [3] 胡海兵, 吴红飞, 刘薇, 等. 一族有源钳位正激变换器 [J]. 电工技术学报, 2013, 28(12): Hu Haibing, Wu Hongfei, Liu Wei, et al. A family of active clamp forward converters[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013, 28(12): [4] 陈申, 吕征宇, 姚玮. LLC 谐振型软开关直流变压器的研究与实现 [J]. 电工技术学报, 2012, 27(10): Chen Shen, Lü Zhengyu, Yao Wei. Research and verification on LLC resonant soft switching DC-DC transformer[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(10): [5] 苏少侃, 阮新波, 叶志红. 自激式 LLC 谐振变换器 [J]. 电工技术学报, 2011, 26(12): Su Shaokan, Ruan Xinbo, Ye Zhihong. A selfoscillating LLC resonant converter[j]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(12): [6] Thottuvelil V J, Verghese G C. Analysis and control design of paralleled DC/DC converters with current sharing[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1998, 13(4): [7] Kang-Hyun Yi, Gun-Woo Moon. Novel two-phase interleaved LLC series-resonant converter using a phase of the resonant capacitor[j]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2009, 56(5): [8] Kobayashi M, Yamamoto M. Current balance performance evaluations for transformer-linked three phase DC-DC LLC resonant converter[c]. Proceedings of the Renewable Energy Research and Applications, 2012: 1-3. [9] 施玉祥, 柳绪丹, 邓成, 等. Boost-LLC 高效率 DC/DC 变换器 [J]. 电力电子技术, 2010, 44(8): Shi Yuxiang, Liu Xudan, Deng Cheng, et al. Boost- LLC high efficiency DC/DC converter[j]. Power Electronics, (8): [10] Jun Ho Kim, Moon Young Kim, Cheol O Yeon, et al. Analysis and design of Boost-LLC converter for high power density AC-DC adapter[c]. Proceedings of the ECCE Asia Downunder, 2013: [11] Huang Daocheng, Ji Shu, Fred C Lee. LLC resonant converter with matrix transformer[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1998, 13(4): [12] Zhang Junming, Wang Jianfeng, Zhang Guoxing, et al. A hybrid driving scheme for full-bridge synchronous rectifier in LLC resonant converter[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(11): [13] Feng Weiyi, Fred C Lee, Mattavelli P, et al. A universal adaptive driving scheme for synchronous rectification in LLC resonant converters[j]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(8): [14] Bo Yang, Fred C Lee, Zhang A J, et al. LLC resonant converter for front end DC/DC conversion[c]. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2002:

12 104 电工技术学报 2015 年 12 月 [15] S De Simone, Adragna C, Spini C, et al. Designoriented steady state analysis of LLC resonant converters based on FHA[C]. Proceedings of the Power Electronics, Electrical Drives, Automation and Motion, 2006: [16] Oeder C, Duerbaum T. ZVS investigation of LLC converters based on FHA assumptions[c]. Proceedings of the Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2013: [17] 施玉祥. 高效率 DC/DC 变换器研究 [D]. 杭州 : 浙江大学, 作者简介 : 石健将男,1969 年生, 博士, 教授, 博士生导师, 主要从事电力电子变换器特种电源的教学与科研工作 ( 通信作者 ) 章江铭男,1989 年生, 硕士研究生, 研究方向为高功率密度 DC/DC 直流变换器 [ 在此处键入 ]

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of 26 2 2009 2 Control Theory & Applications Vol. 26 No. 2 Feb. 2009 : 1000 8152(2009)02 0203 06 Buck-Boost 1,2, 3, 2, 4, 1 (1., 411201; 2., 410083; 3., 411105; 4., 410004) :, Buck-Boost,.,,. :,,,, : Buck-Boost