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攸堂杭
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1 第 34 卷第 1 期 2014 年 1 月北京理工大学学报 TransactionsofBeijingInstituteofTechnology Vol.34 No.1 Jan.2014 基于双面平行带线的绝对带宽不变频率可调带通滤波器李斌, 苗宇航, 李厚民, 盛新庆 ( 北京理工大学信息与电子学院, 北京 ) 摘要 : 提出基于双面平行带线结构的电容加载绝对带宽不变频率可调平面带通滤波器, 通过选取特定的耦合区域, 使谐振器之间耦合系数满足绝对带宽不变的要求. 分别设计了工作在单端信号和差模信号下的滤波器. 结果表明, 对于单端信号滤波器, 其 3dB 绝对带宽 ( S11 < -3dB) 在 0.97 ~1.43GHz 的中心频率调节范围内约为 80±4MHz; 对于差模信号滤波器, 其 3dB 绝对带宽 ( Sdd11 < -3dB) 约为 91±3 MHz, 对共模噪声的抑制低于 -20dB. 关键词 : 双面平行带线 ; 绝对带宽不变 ; 频率可调 ; 带通滤波器 ; 电容加载中图分类号 :TN603 文献标志码 :A 文章编号 : (2014) TunableBandpassFilterwithConstantAbsolute BandwidthUsingDouble-SidedParalel-StripLines LIBin, MIAO Yu-hang, LIHou-min, SHENG Xiṉqing (SchoolofInformationandElectronics,BeijingInstituteofTechnology,Beijing100081,China) Abstract:Anoveltunablebandpassfilterwithconstantabsolutebandwidth(ABW)usingdoublesidedparaleḻstriplines(DSPSL)wasproposed.TheconstantABWcanberealizedbyselecting aspecificcouplingregiontocontrolthecouplingcoeficientbetweenresonators.bothasingleendedandadiferentialsignalingbandpassfilterswerestudied.forthesingle-endedcase,its 3dBABW ( S 11 <-3dB)isabout80±4MHzasthecenterfrequencytunedfrom0.97GHzto 1.43GHz.Foritsdiferentialcounterpart,the3dB ABW ( S dd11 < -3dB)isabout91± 3MHz,andthesuppressionofcommoṉmodenoiseislessthan -20dB. Keywords:double-sidedparaleḻstriplines;constantabsolutebandwidth;frequencytunable; bandpassfilter;capacitorloaded 近年来, 随着无线通信系统的飞速发展, 系统各部分组件的小型化和高性能正在成为人们追求的目标. 随着复合结构和多层电路技术的发展, 为人们缩小电路尺寸提供了崭新的思路. 在这样的背景下, 双面平行带线 (double-sidedparaleḻstriplines, DSPSL) [1] 结构的特性及工程应用, 成为减小电路尺寸和优化系统性能的一种选择. 双面平行带线是一种在同一块介质基板的正反两面加载完全相同的金属导带构成的新型平衡传输线. 这种传输线结构最早由 H.A.Wheeler [2] 在 1965 年提出, 近年来随着复合多层工艺的发展, 被越来越多地应用于双面微波电路的设计中. 各国学者在对双面平行带线的结构特性研究的基础上, 提出了许多平面微波电路结构. 这些结构包括 : 利用收稿日期 : 基金项目 : 国家自然科学基金资助项目 ( ); 国家教育部高等学校博士学科点专项科研基金资助课题 ( ) 作者简介 : 李斌 (1978 ), 男, 博士, 副研究员, eelibin@bit.edu.cn. 通信作者 : 苗宇航 (1985 ), 男, 硕士生, miaoyuhang@gmail.com.

2 78 北京理工大学学报第 34 卷 [3] DSPSL 结构的对称性设计的带通滤波器和振荡器 [4] ; 利用在中间对称面上放置金属板的变形结构设计的带通滤波器 [5] ; 利用在正反两面金属导带之间引入水平偏移量可以轻易实现高低特征阻抗的特 [6] 性设计等线宽的阶跃阻抗滤波器和任意比例的功分器 [7] ; 利用通过 swap 结构交换正反两面导带信 [8] 号的变形结构设计混合环宽带差分带通滤波 [910] 器等. 最近, 提出了基于 DSPSL 的频率可调平面带 [11] 通滤波器. 在该工作基础上, 本文提出了基于 DSPSL 结构的绝对带宽不变的频率可调平面带通滤波器. 在对传统的平面带通滤波器中心频率进行调整的过程中, 不可避免会出现绝对带宽随之变化的现象. 这样不但会降低滤波器在选频时的分辨力, 同时也会造成对频率资源的浪费. 绝对带宽不变的频率可调平面带通滤波器是一类在滤波器通带调节过程中, 通带绝对带宽不随中心频率变化而改 [12] 变的新型滤波器. 这种滤波器具有较高的频率选择精度, 以及相对提高无线频率资源的使用效率的优点, 可以广泛应用于现代无线通信系统中. 目前, 要实现绝对带宽不变归纳起来主要有以下技术途径 :1 采用阶梯阻抗的微带线谐振器来控制谐振器之间的耦合 [13] ;2 通过引入谐振单元在通带附近产生零极点保持绝对带宽不变 [14] ;3 采用将电耦合与磁耦合独立作用的设计控制谐振器之间的耦合 [15] ;4 采用波纹状耦合微带线控制谐振器之间的耦合 [16] ;5 选取谐振器特定区域控制谐振器之 [17] 间的耦合等. 由于 DSPSL 本身是一种新型的平衡传输线, 同时适用于单端信号和差分信号, 因此作者在实现了基于 DSPSL 结构的绝对带宽不变单端信号滤波器的基础上, 进而提出了基于 DSPSL 结构的绝对带宽不变的差分信号滤波器. 1 设计原理 1.1 DSPSL 的结构特性 DSPSL 是一种新型的平衡传输线, 当在正反两面金属导带之间加载信号时, 电磁场分布具有严格的对称性. 当把无限大且厚度可以忽略的金属板放置在 DSPSL 结构的水平对称平面上时, 并不会改变正反两面金属导带之间的场分布. 因此,DSPSL 结构可以被等效为两个单面的微带线结构背靠背组合而成. 所以,DSPSL 的特征阻抗可以由相同线宽, 但是基板厚度为其 1/2 的微带线特征阻抗的 [1] 2 倍等效得出. 根据双面平行带线的结构特征, 这种传输线还具有下列 3 种形式 : 1 引入水平偏移量的 DSPSL 高特征阻抗形式. 通过在双面平行带线正反两面的金属导带之间引入水平偏移量 d, 使得两面导带之间的有效面积减小, 进而获得较小的分布电容值 C. 由特征阻抗的计算公式 Z 0= L/C 可知, 此时双面平行带线的特征阻抗会随引入偏移量 d 的增加而增加, 从而采用这种结构可以获得较高的特征阻抗. 2 在中间对称平面插入金属板的隔离形式. 在中间对称平面插入金属板的双面平行带线可以看作是由背靠背的两块微带线组成. 插入的金属板可以将基板上下两部分的场均匀分割开来, 具有了良好的隔离性. 3 通过 swap 结构实现 0 ~180 相位翻转形式. 带有 swap 结构的双面平行带线可以将经过 swap 交换节前后的信号路径上下翻转. 从而灵活地实现相位的 0 ~180 变化. 此外, 在具有相同特征阻抗时, 因为 DSPSL 结构的导带线宽要略宽于微带线结构, 所以 DSPSL [1] 结构具有更大的功率使用容量. 相对于单面的微带线结构,DSPSL 结构没有无限大的金属地板. DSPSL 的这些特性不但减小了电路的尺寸, 同时又增加了系统设计的灵活性. 1.2 绝对带宽不变滤波器的设计原理以二级谐振器系统为例, 为了实现滤波器在调频过程中能够保持绝对带宽不变这个目标, 耦合系数 k 必须满足特定的条件为 k= BW f0 g1g2. (1) 式中 :B W 为滤波器的绝对带宽 ;g1 和 g2 为低通原型中的元件值 ;f0 为中心频率. 要保证绝对带宽 B W 不变, 耦合系数 k 应随着中心频率 f0 的增加而不断减小. 一般来说, 微波谐振器之间的耦合系数可以定义为耦合的总能量与存储的总能量之间的比值. 因为电磁波同时具有电场能和磁场能, 所以微波谐振器之间的总的耦合系数 k 可以写为电场耦合系数 k e 与磁场耦合系数 k m 之和 [18], 即 k=k e +k m. (2) 而为了实现总的耦合系数 k 随着中心频率 f0 的增加而减小, 选择微波谐振器特定的耦合区域来进行能量的耦合. 在这个被选定的特殊区域内,

3 第 1 期李斌等 : 基于双面平行带线的绝对带宽不变频率可调带通滤波器 79 磁场耦合占据主导地位, 电场耦合最弱. 在通过改变谐振器末端加载的调频电容的容值来改变谐振器有效电长度的过程中, 使得谐振器之间的总的耦合系数 k 在这个耦合区域中始终满足绝对带宽不变的要求. 2 单端信号的滤波器针对实现绝对带宽不变的频率可调平面带通滤波器的基本原理和双面平行带线的特性, 作者首先给出了一个基于双面平行带线结构的单端信号滤波器设计. 该滤波器以微带线结构的半波长开路谐振器为基本单元, 在一端的开路端加载贴片电容. 通过不同的电容值, 实现对谐振器等效电长度的变换以及谐振频率的调节. 根据前面对于在频率调整过程中绝对带宽保持不变的原理分析, 文中的模型选取了特定的区域来进行谐振器之间的耦合. 2.1 建模与仿真图 1~ 图 3 中给出了通过双面平行带线来实现的加载单端信号的绝对带宽不变频率可调平面带通滤波器模型. 图 1 基于 DSPSL 结构滤波器的 3D 建模 Fig.1 3D-modelofthefilterwithDSPSL 图 3 滤波器底层视图 Fig.3 Thebotomlayoutofthefilter 路端, 另一端要与无限大金属地板短接. 因为 DSPSL 结构可以看成是由两块完全对称的微带结构背靠背组成, 所以加载在正反两面的调频电容可视为串联. 同时, 为了简化电路设计, 作者将本应该放置在正反两面的耦合电容 C 和调频电容 C t 进行串联等效且放置在顶层金属带线上, 调频电容 C t 的另一端由过孔直接连接到底层金属导带. 而等效后的电容值均为原来各自电容值的 1/2. 同时, 变容二极管的长度和基板厚度尺寸相对于滤波器工作波长很小,DSPSL 结构在末端由于长度不相等对电磁场的影响可以忽略不计. 电路尺寸如下 :w=1.2mm, g=0.9mm,d=2.5mm,l 1=1mm,L 2=22mm, L 3=6.8mm,L 4=18.8mm,L 5=5mm. 输入和输出端口线宽 w p=3.5mm, 对应 DSPSL 结构特征阻抗为 50Ω. 过孔半径 r via=0.4mm, 同时, 选取输入和输出端耦合电容 C=1pF. 作者使用 Ansoft 公司的 HFSSv12 对滤波器进行建模仿真, 如图 4 所示. 图 2 滤波器顶层视图 Fig.2 Thetoplayoutofthefilter 建模时作者选取相对介电常数 ε r=2.55, 边长 a=b=40mm, 厚度为 h=1.0mm 的介质基板进行设计. 在微带结构中, 调频电容 C t 一端接谐振器开图 4 不同电容值下的 S11 和 S21 仿真结果 Fig.4 SimulatedresponsesatdiferentCt 从仿真结果中可以看到, 滤波器的中心频率可由 970MHz 调节到 1430MHz, 计算百分比调频范围约为 38.3%. 在 460MHz 的调频范围内, 滤波器的反射损耗低于 -15dB. 在不同的中心频率下, 滤

80 北京理工大学学报第 34 卷波器的通带响应的形状保持不变,3dB 绝对带宽在中心频率的调节过程中保持在 80±4MHz 的范围内, 如表 1 所示. 表 1 不同电容值下的 3dB 绝对带宽仿真结果 Tab.1 Simulated3dBbandwidthatvariousCt Ct/pF f0/ghz BW/MHz 2.5 0.97 76 2.0 1.05 80 1.5 1.

4 80 北京理工大学学报第 34 卷波器的通带响应的形状保持不变,3dB 绝对带宽在中心频率的调节过程中保持在 80±4MHz 的范围内, 如表 1 所示. 表 1 不同电容值下的 3dB 绝对带宽仿真结果 Tab.1 Simulated3dBbandwidthatvariousCt Ct/pF f0/ghz BW/MHz 总计 0.97~ ±4 2.2 实测结果与分析依据上面仿真的滤波器结构模型, 作者使用 HP8510C 矢量网络分析仪实际测试了 4 组不同的调频电容值下的滤波器响应, 如图 5 所示. 从图中的结果可以看出, 当调频电容值从 0.5pF 增加到 2.0pF 时, 滤波器的中心频率 f0 由 1.43GHz 减小到 1.07GHz, 通带形状和绝对带宽基本保持不变. 果中的插入损耗以及 2.3% 的带宽误差主要来自于介质基板的误差和手工焊接的影响. 3 差分信号的滤波器随着技术的飞速发展, 人们对现代通信系统的抗干扰能力的要求不断提高. 平衡电路因其对环境噪声相对较高的抗干扰能力, 正受到人们越来越多 [19] [910] 的关注. 结合双面平行带线的差分特性, 作者在实现单端信号绝对带宽不变频率可调平面带通滤波器的基础上, 引入差分输入和输出端口, 设计了用于差分信号下工作的绝对带宽不变频率可调平面带通滤波器. 模型由 3 部分组成 : 差分信号的输入和输出端口, 二端口的滤波器单元. 滤波器的 3D 模型和照片如图 6 所示, 其中差分信号的输入和输出端口采用插入金属板的 DSPSL 变形结构, 将 50Ω 的微带端口和 100Ω 的 DSPSL 端口集成. 图 5 不同电容值下的 S11 和 S21 实测结果 Fig.5 MeasuredresponsesatdiferentCt 实验与仿真结果中的中心频率最大误差不超过 2.1%. 误差的原因主要归结于电容值的误差及非理想化的实验条件. 表 2 中所示的是不同电容值 C t 下的滤波器 3dB 带宽. 表 2 不同电容值下的 3dB 绝对带宽实测结果 Tab.2 Measured3dBbandwidthatvariousCt Ct/pF f0/ghz BW/MHz 总计 1.07~ ±2 由表 2 可见在以 1.25GHz 为中心的 360MHz 调频范围内,3dB 带宽为 114±2MHz, 达到了绝对带宽恒定的要求. 相对于理想的仿真结果, 实验结图 6 基于 DSPSL 结构差分滤波器的 3D 建模和照片 Fig.6 3D-modelandphotoofthediferentialfilterwithDSPSL 根据 DSPSL 结构的双面对称性, 分布在基板两面的谐振器一方面为差分信号提供了带通谐振响应, 另一方面也对同一传输路径下的共模信号起到了良好地抑制作用, 如图 7~ 图 8 所示. 根据仿真的模型, 加工了不同调频电容下的差分滤波器实物, 图 9~ 图 10 中给出了不同调频电容值下的差模信号响应的实测与仿真结果.

5 第 1 期李斌等 : 基于双面平行带线的绝对带宽不变频率可调带通滤波器 81 绝对带宽在中心频率的调节过程中保持在 91± 3MHz 的范围内, 如表 3 所示. 表 3 不同电容值下的 3dB 绝对带宽仿真结果图 7 差模激励下的输入端口 Fig.7 DiferentialmodeI/Oport 图 8 共模激励下的输入端口 Fig.8 CommonmodeI/Oport Tab.3 Simulated3dBbandwidthatvariousCt Ct/pF f0/ghz BW/MHz 总计 0.90~ ±3 仿真结果中, 差分信号滤波器对于共模噪声的抑制在 0.9~1.5GHz 的差模响应频率范围内低于 -20dB, 对比差分滤波器对共模噪声抑制的实测与仿真结果, 如图 11 所示. Fig.9 图 9 Sdd11 的实测与仿真结果 Measuredandsimulated Sdd11 responsesatdiferentct Fig.11 图 11 共模 Scc21 实测与仿真结果 Measuredandsimulatedcommoṉmoderesponses 4 结论图 10 Sdd21 的实测与仿真结果 Fig.10 Measuredandsimulated Sdd21 responsesatdiferentct 测试采用了 Agilent4 端口 N5230A 矢量网络分析仪. 从结果中可以看到, 滤波器的中心频率可由 900MHz 调节到 1500MHz, 计算百分比调频范围约为 50%. 图 9 中所示, 在 600MHz 的调频范围内, 滤波器实验测得的反射损耗低于 -1.5dB; 图 10 中所示, 不同调频电容下的滤波器插入损耗不超过 -1.5dB. 实验测得的结果与仿真结果中的中心频率偏差不超过 2.3%, 主要归结于调频电容的容值误差,-1.5dB 的插入损耗主要来自于介质基板的介质损耗和 2 个 SMA 接头损耗. 在不同的中心频率下, 滤波器的通带响应的形状保持不变,3dB 设计了基于 DSPSL 结构的绝对带宽不变的频率可调平面带通滤波器. 通过选择特定的耦合区域可以实现耦合系数随中心频率的变化满足绝对带宽保持不变的要求. 此外, 作者将新型的平衡传输线 DSPSL 结构应用到滤波器的设计中, 在获得良好电路性能的同时也提高了电路设计的灵活性. 采用 DSPSL 结构实现的平面滤波器, 可以非常方便地实现在单端信号和差分信号激励下工作. 对于单端信号, 实测结果与仿真结果一致, 表明这种新型滤波器的设计理论正确, 可以应用在频率可调的非平衡系统中. 同时, 基于 DSPSL 结构设计的差分信号滤波器同样可以实现绝对带宽不变的要求以及对共模噪声的抑制.DSPSL 本身的对称特性也为频率可调的平衡系统在减小电路尺寸方面提供了崭新的思路. 下一步, 作者将在绝对带宽不变的频率可调平面带通滤波器的基础上, 继续研究其电可重构化, 即引入电压控制的变容二极管代替目前分立的

6 82 北京理工大学学报第 34 卷电容, 实现滤波器工作频率的电控连续可调. 致谢本文图 6 中所示差分信号滤波器实验结果的测试工作是在西安电子科技大学魏峰副教授的协助下完成的, 在此对其给予的帮助表示感谢. 参考文献 : [1]Kim S G,Chang K.Ultra wide-bandtransitionsand new microwavecomponentsusingdouble-sidedparaleḻ strip lines [J].IEEE Transactions on Microwave TheoryandTechniques,2004,52(9): [2]Wheeler H A.Transmissioṉlinepropertiesofparalel strips separated by a dielectric sheet [J]. IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques, 1965,13(2): [3] 唐慧, 周立衡, 陈建新. 基于平行带线的新型强阻带抑制带通滤波器 [J]. 南通大学学报 : 自然科学版,2011, 10(3):1 4. Tang Hui, Zhou Liheng, Chen Jianxin. A novel bandpassfilterwithenhancedstopbandrejectionbased on double-sided paraleḻstrip lines [J].Journal of Nantong University :NaturalScience Edition,2011, 10(3):1 4.(inChinese) [4]ChenJX,LauK W,XueQ.A double-sidedparaleḻ striplinespusẖpuloscilator [J].IEEE Microwave and Wireless Components Leters,2008,18 (5): [5]ChenJX,ChinC H K,XueQ.Double-sidedparaleḻ striplineswithaninsertedconductorplaneanditsapplications[j].ieeetransactionsonmicrowavetheory andtechniques,2007,55(9): [6]ChenJ X,LiJ,Xue Q.Lowpassfilterusingofset double-sided paraleḻstrip lines [J]. Electronics Leters,2005,41(24): [7]LinZ,ChuQX,LinF.Anewdualbandpowerdivider withextremepowerdividingratio[j].journalofelectromagnetic Waves and Applications,2011,5 (6): [8] 杨国彪, 车文荃, 顾黎明. 一种带有反相单元的小型化宽带双面平行带线混合环 [J]. 电子学报,2011,39(6): YangGuobiao,Che Wenquan,GuLimin.A miniatuṟ izedwidebanddouble-sidedparaleḻstriplines(dspsl) hybridcouplerwithphaseinverter[j].actaelectronica Sinica,2011,39(6): (inChinese) [9]WangX H,XueQ,ChoiW W.Anovelultra-wideband diferentialfilter based on double-sided paraleḻstrip lines[j].ieee Microwaveand Wireless Components Leters,2010,20(8): [10]Feng W,Che W Q,Elibert T F,etal.Compact wideband diferential bandpass filter based on the double-sidedparaleḻstriplinesandtransversalsignaḻ interactionconcepts[j].iet Microwaves Antennas andpropagation,2012,6(2): [11] 苗宇航, 李斌, 李厚民, 等. 基于 DSPSL 的电可重构平面带通滤波器 [J]. 微波学报,2012,S2: Miao Yuhang, Li Bin, Li Houmin,et al. Novel tunable planar bandpass filter using double-sided paraleḻstriplines[j].journalof Microwaves,2012, S2: (inChinese) [12]Hunter I, Rhodes J D. Electronicaly tunable microwavebandpassfilters[j].ieeetransactionson Microwave Theory and Techniques,1982,30 (9): [13]Kim B W, Yun S W. Varactoṟtuned combline bandpassfilterusingstep-impedance microstriplines [J].IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques,2004,52(4): [14]Chung M S,Kim IS,Yun S W.Varactoṟtuned hairpin bandpass filter with enhanced stopband performance [C ] Proceedings of Asia-Pacific Microwave Conference.Yokohama: [s.n.],2006: [15]Park SJ,Rebeiz G M.Lowḻosstwo-poletunable filterswiththreediferentpredefinedbandwidthchaṟ acteristics [J].IEEE Transactions on Microwave TheoryandTechniques,2008,56(5): [16]EḻTananiM A,RebeizG M.Corrugated microstrip coupledlinesforconstantabsolutebandwidthtunable filters[j].ieee Transactionson Microwave Theory andtechniques,2010,58(4): [17]Zhang H L,ZhangX Y,HuBJ.Tunablebandpass filters with constant absolute bandwidth [C] ProceedingsofInternationalSymposium on Antennas Propagationand EM Theory.Guangzhou:[s.n.], 2010: [18]HongJS,Lancaster M J.MicrostripfiltersforRF/ microwaveapplications[m].2nd ed[s.l.]:john Wiley & Sons,2011. [19]Eisenstadt W R, Stengel B, Eisenstadt B M T. Microwavediferentialcircuitdesignusingmixeḏmode S-parameters[M ].Boston, USA: Artech House, ( 责任编辑 : 刘芳 )

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