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灰倪
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1 015 年 6 月电工技术学报 Vol.30 No. 1 第 30 卷第 1 期 RANSACIONS OF CHINA EECROECHNICA SOCIEY Jun. 015 SiC MOSFE Si CoolMOS 和 IGB 的特性对比及其在 DAB 变换器中的应用梁美 1 郑琼林 1 可翀李艳 1 游小杰 (1. 北京交通大学电气工程学院北京华北水利水电大学电力学院郑州 ) 1 摘要碳化硅 (SiC) 半导体器件由于其宽禁带材料的优良特性受到了广泛关注 SiC 半导体器件作为一种新型器件, 对其与 Si 半导体器件的特性对比及评估越来越有必要本文主要对比了 SiC MOSFE Si CoolMOS 和 IGB 的静态特性并搭建了基于 Buck 变换器的测试平台, 测试条件为输入电压为 400V, 电流为 4~10A, 对比了三种器件的开关波形开关时间开关损耗 dv/dt di/dt 以及内部二极管的反向恢复特性设计了一台 kw 的双主动全桥 (DAB) 变换器的实验样机, 对比了应用三种器件的 DAB 变换器的理论效率和实测效率关键词 :SiC MOSFE CoolMOS IGB 特性 DAB 变换器中图分类号 :N409 Performance Comparison of SiC MOSFE, Si CoolMOS and IGB for DAB Converter iang Mei 1 rillion Q Zheng 1 Ke Chong i Yan 1 You Xiaojie 1 (1. Beijing Jiaotong University Beijing China. North China University of Water Resources and Electric Power Zhengzhou China) Abstract Silicon carbide(sic) semiconductor devices have received extensive attention with the better performance of the wide band gap material. It is necessary to compare with their silicon(si) counterparts due to SiC semiconductor devices are new. In this paper, the static characteristics of SiC MOSFE, Si CoolMOS and IGB are compared. hen, the test platform based on buck converter is constructed, the input voltage of which is 400V, the output current of which is 4~10A. Switching waveforms, switching times, dv/dt, di/dt and reverse recovery characteristic of internal diodes of three devices are tested. Finally, theoretical efficiencies and practical efficiencies of a kw dual active bridge (DAB) converter are compared. Keywords:SiC MOSFE, CoolMOS, IGB, performance, DAB converter 1 引言近些年, 碳化硅 (Silicon Carbide,SiC) 半导体器件因其材料具有击穿电场高载流子饱和漂移速度快热稳定性好及热导率高等优势 [1-3], 可提高电力电子变换器的性能, 引起了国内外学者的广泛关注目前, 商用的 SiC 半导体器件有 SiC 肖特基二极管 SiC JFE 及 SiC MOSFE 由于 SiC 肖特基二极管的反向恢复特性好于 Si 二极管, 将其应用于国家电网科技项目 (5355DD130003) 资助收稿日期改稿日期 PFC 电路或逆变器中, 效率得到明显提高 [4-6] SiC JFE 是目前最成熟的 SiC 半导体器件, 其开关速度和开关损耗均优于 Si MOSFE 和 IGB [7-9] 但 JFE 的主要缺点是常通型, 必须通过负压关断器件, 当驱动电源出现故障时, 很可能出现短路现象自 011 年,CREE 公司推出第一代 SiC MOSFE, 较多研究人员对 SiC MOSFE 的特性进行深入研究文献 [10-13] 指出 SiC MOSFE 的驱动电压较低时, 其导通电阻为负温度系数 ; 驱动电压升高之后, 其导通电阻为正温度系数文献 [14] 仿真对比了应用 SiC MOSFE 和 Si IGB 的双向 Buck-Boost 电路

2 4 电工技术学报 015 年 6 月的效率, 但没有实际应用效率的对比由于双有源全桥 (Dual Active Bridge,DAB) 变换器能自然实现 ZVS 软开关, 结构简单, 效率高, 对 SiC MOSFE 在 DAB 变换器中的应用研究也较多 [15-19] 文献[15] 在 DAB 变换器中比较了 SiC MOSFE Si CoolMOS 和 IGB 的输出电容 C DS 大小以及其对 ZVS 软开关的影响, 但没有对器件的其他特性进行对比分析文献 [16-17] 实验对比了应用 SiC MOSFE 和 Si IGB 的 DAB 变换器的效率, 但没有对两种器件的具体特性进行对比分析文献 [18-19] 设计了应用 SiC MOSFE 的高频 DAB 变换器, 但其主要介绍了高频磁性元件的设计为了具体了解 SiC MOSFE 的性能优势, 及其与 Si CoolMOS 和 IGB 的特性差异, 本文将 SiC MOSFE Si CoolMOS 和 IGB 的特性进行对比首先对比三种器件的静态特性, 分析其对器件性能的影响然后搭建基于 Buck 变换器的测试平台, 对每种器件的开关特性进行测试最后基于一台 kw 的 DAB 变换器, 测试对比应用三种器件的效率图 1 为 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5- N10 不同栅电压 (V GS 或 V GE ) 的 I-V 输出特性曲线如图 1a 所示,CMF010D 的 V GS 大于 18V 之后特性曲线的斜率变化较小如图 1b 所示, IPW65R065C7 的 V GS 大于 8V 之后特性曲线的斜率基本不变,V GS 为 10V 和 0V 的特性曲线重合如图 1c 所示,IKW5N10 的 V GE 大于 13V 时特性曲线的斜率基本不变,V GE 为 17V 和 0V 的特性曲线重合 CMF010D 的饱和区与线性区的拐点没有 IPW65R065C7 和 IKW5N10 清晰上述现象源于三种器件的不同的跨导特性, 如图所示 CMF010D 的跨导系数 (g fs ) 最小, 沟道迁移率最低,V GS 较高时才能获得低导通电阻为了保证 CMF010D 具有低通态损耗, 其驱动电压要高于 18V, 与 Si 半导体器件不同静态特性对比与 CMF010D 击穿电压 V BR 相近的高压 Si MOSFE 的导通电阻 R DS(on) 均较大, 因此本着额定电流 I D 和导通电阻相近的原则, 本文选取了 IPW65R065C7 作为对比对象 IPW65R065C7 为 Infineon 公司最新的一款 CoolMOS, 其最大特点是开关速度快而本着 Si IGB 的击穿电压和额定电流相近的原则, 本文选取了 IKW5N10 作为对比对象 IKW5N10 为 Infineon 公司应用广泛的一款 Si IGB 表 1 为 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的器件参数表 1 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的器件参数 ab.1 Device parameters of CMF010D, IPW65R065C7 and IKW5N10 器件参数 CMF010D IPW65R065C7 IKW5N10 制造商 CREE Infineon Infineon 器件类型 SiC MOSFE Si MOSFE Si IGB V BR /V I D 或 I C /A ( C =100 C) R DS(on)/mΩ ( C =5 C) V CE(sat)/V ( C =5 C) 1.7 V DS /V (a)cmf010d V DS /V (b)ipw65r065c7 (c)ikw5n10 图 1 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的 I-V 输出特性 Fig.1 I-V output characteristics of CMF010D, IPW65R065C7 and IKW5N10

第 30 卷第 1 期梁美等 SiC MOSFE Si CoolMOS 和 IGB 的特性对比及其在 DAB 变换器中的应用 43 3 开关特性对比图 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的跨导特性 Fig.

65R065C7 的 C oss 最小, 其关断时 C oss 存储能量最小 ( 器件开通时,C oss 存储的能量转化为开通损耗 ) IPW65R065C7 的 C rss 最小, 其 V GS 的密勒平台时间最短,dv/dt 最大图 4 为基于 Buck 变换器的测试平台, 用于测试 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的开关特性二极管 VD 为 SiC

根据器件的静态特性, 设计 CMF010D 的驱动电压为 +18/3,IPW65R065C7 和 IKW5N10 的驱动电压为 +15/3 图 4 基于 Buck 变换器的测试平台 Fig.4 est platform based on Buck converter 表 C4D010A 的器件参数 ab.

3 第 30 卷第 1 期梁美等 SiC MOSFE Si CoolMOS 和 IGB 的特性对比及其在 DAB 变换器中的应用 43 3 开关特性对比图 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的跨导特性 Fig. ransconductance of CMF010D, IPW65R065C7 and IKW5N10 图 3a 图 3b 和图 3c 分别给出了 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的 C iss,c oss 和 C rss 随器件电压 (V DS 或 V CE ) 变化的曲线 IKW5N10 的 C iss 最小, 其 V GE 响应最快, 驱动损耗最小 IPW- 65R065C7 的 C oss 最小, 其关断时 C oss 存储能量最小 ( 器件开通时,C oss 存储的能量转化为开通损耗 ) IPW65R065C7 的 C rss 最小, 其 V GS 的密勒平台时间最短,dv/dt 最大图 4 为基于 Buck 变换器的测试平台, 用于测试 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的开关特性二极管 VD 为 SiC 肖特基二极管 C4D010A, 其器件参数见表 SiC 肖特基二极管无反向恢复特性, 用于限制被测器件 (Device Under est, DU) 开通时的电流尖峰 Buck 变换器的测试条件见表 3 驱动电路框图如图 5 所示, 使用 Avago 公司的 ACP-4800 光耦隔离芯片和 IXYS 公司的 IXDN609SI 驱动芯片, 驱动电路的负压通过三端稳压器 M337 调节根据器件的静态特性, 设计 CMF010D 的驱动电压为 +18/3,IPW65R065C7 和 IKW5N10 的驱动电压为 +15/3 图 4 基于 Buck 变换器的测试平台 Fig.4 est platform based on Buck converter 表 C4D010A 的器件参数 ab. Device parameters of C4D010A V RRM /V I F /A V F /V Q C /nc C /pf (a)c iss 表 3 测试平台的测试条件 ab.3 est conditions of test platform 输入电压 /V 占空比开关频率 /khz 输出电流 /A (b)c oss (c)c rss 图 3 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的 C iss,c oss 和 C rss Fig.3 C iss, C oss and C rss of CMF010D, IPW65R065C7 and IKW5N10 图 5 DU 的驱动电路 Fig.5 Gate driver circuit of DU 图 6 所示为 Buck 变换器的输出电流为 7A 时, CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的开

4 44 电工技术学报 015 年 6 月通和关断的波形 IKW5N10 的 V GE 响应速度最快 CMF010D 的开通延迟时间和关断延迟时间最短 IPW65R065C7 的电压电流变化时间最短, 但其开通电流尖峰和关断电压尖峰最大 IKW5N10 关断拖尾现象严重 (f)v DS 或 V CE 关断波形 (a)v GS 或 V GE 开通波形图 6 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的开关波形 Fig.6 Switching waveforms of CMF010D, IPW65R065C7 and IKW5N10 图 7 为 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5- N10 的开关时间随 R G 变化的曲线 t d(on) 为开通延时时间,t on 为产生开通损耗的时间, 即器件开通 (b)i D 或 I C 开通波形时电压电流的交叠时间,t d(off) 为关断延时时间,t off 为产生关断损耗的时间, 即器件关断时电压电流的交叠时间测试结果显示,R G 越大, 开关时间越长 CMF010D 的开通延时间和关断延时时间最短, IPW65R065C7 和 IKW5N10 的关断延迟现象比较严重 CMF010D 产生开通损耗的时间最长, IPW65R065C7 最短 IPW65R065C7 产生关断损耗的时间最小,CMF010D 与其相近 IKW5N10 因其关断拖尾现象, 产生关断损耗的时间最长 (c)v DS 或 V CE 开通波形 (d)v GS 或 V GE 关断波形 (a) 开通延迟时间 (e)i D 或 I C 关断波形 (b) 产生开通损耗时间

5 第 30 卷第 1 期梁美等 SiC MOSFE Si CoolMOS 和 IGB 的特性对比及其在 DAB 变换器中的应用 45 (c) 关断延迟时间测试结果显示, 随着负载电流增加, 开关损失能量增加 CMF010D 开通损失能量最大,IPW65R065C7 最小 IPW65R065C7 的关断损失能量最小,CMF- 010D 与其相近 IKW5N10 的关断损失能量最大图 9 为 Buck 变换器的输出电流不同时 CMF- 010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的开通 di/dt 和关断 dv/dt 测试结果显示,IPW65R065C7 的电压电流变化率最大,IKW5N10 最小 (d) 产生关断损耗时间图 7 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的开关时间 Fig.7 Switching times of CMF010D, IPW65R065C7 and IKW5N10 (a)di/dt 图 8 为 Buck 变换器的输出电流不同时,CMF- 010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的开关损失能量 E on 为开通损失能量,E off 为关断损失能量 (b)dv/dt I D /A (a) 开通损失能量 (b) 关断损失能量图 8 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的开关损失能量 Fig.8 Switching loss energy of CMF010D, IPW65R065C7 and IKW5N10 图 9 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的开通 di/dt 和关断 dv/dt Fig.9 Di/dt when turn on and dv/dt when turn off of CMF010D, IPW65R065C7 and IKW5N10 表 4 为 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5- N10 内部二极管的静态参数其中 IKW5N10 的内部二极管为出厂前封装在内的 Si 快恢复二极管图 10 为测试二极管反向恢复特性的电路图图 11 为三种器件内部二极管及 SiC 二极管 C4D010A 的反向恢复电流测试结果, 此处测试结果包含二极管结电容充电电流测试结果显示,CMF010D 的内部二极管的反向恢复电流最小, 反向恢复时间最短而 IPW65R065C7 的内部二极管的反向恢复特性最差, 其反向恢复电流峰值是 CMF010D 内部二极管的 6 倍, 反向恢复时间是 CMF010D 内部二极管的 3 倍 CMF010D 的内部二极管与 C4D010A 对比, 其反向恢复电流略大于 C4D010A

6 46 电工技术学报 015 年 6 月表 4 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的内部二极管静态参数 ab.4 Static parameters of body diode of CMF010D, IPW65R065C7 and IKW5N10 器件 V F /V I rrm /A Q rr /nc t rr /ns CMF010D 内部二极管 (a)dab 变换器 IPW65R065C7 内部二极管 IKW5N10 内部二极管 Fig.10 图 10 测试二极管反向恢复特性的电路 Circuit for testing reverse recovery characteristics of diodes (b) 主要工作波形图 1 DAB 变换器及主要工作波形 Fig.1 DAB converter and key waveforms 图 11 器件内部二极管和 SiC 肖特基二极管的反向恢复电流 Fig.11 Reverse recovery current of inner diodes of devices and SiC schottky diode 4 DAB 变换器的损耗模型 DAB 变换器如图 1a 所示, 由两个全桥单元通过一个电压比为 N 的变压器和辅助电感连接构成 Q 1 ~Q 8 为开关管,VD 1 ~VD 8 为续流二极管, C 1 和 C 为滤波电容考虑到 IPW65R065C7 和 IKW5N10 内部二极管的反向恢复特性较差, 续流二极管采用 SiC 肖特基二极管 C4D010A 该变换器的主要工作波形如图 1b 所示, 包含 Q 1 的关断电压 v DS_Q1 和通态电流 i D_Q1,VD 1 的通态电流 i F_D1, Q 5 的关断电压 v DS_Q5 和通态电流 i D_Q5,VD 5 的通态电流 i F_D5 以及辅助电感电流 i 半个周期内, 辅助电感电流在 t 0 t 1 t 和 t 3 时刻的大小及其有效值表示为 Irms V1 NV it ( 0) d d 4 4 V it ( 1) 4 NV 4 1 V1 NV it ( ) d d it ( 3) V NV 4 4 (1) () (3) (4) t V1(1 d)( tt0) t4 V1(1 d)( tt) it ( 0) d t it ( ) dt t 0 t (5) 式中, 为移相时间 ; d 为死区时间 ; 为开关周期基于 DAB 变换器的工作原理, 建立 DAB 变换器的损耗模型其主要包含 : 开关管的损耗模型续流二极管的损耗模型以及变压器和辅助电感的损耗模型开关管的损耗包含通态损耗和开关损耗,DAB 变换器的变压器两侧开关管损耗模型需要分别建立当开关管为 MOSFE 时,V 1 侧开关管的通态损耗模型为

7 第 30 卷第 1 期梁美等 SiC MOSFE Si CoolMOS 和 IGB 的特性对比及其在 DAB 变换器中的应用 47 p_con_mosfet Q 1_rms DS(on) P I R 1 t V1 NV it ( 1) ( tt1) dt t1 t4 t it ( ) ( t t ) dt R V1 NV DS(on) V 侧开关管的通态损耗模型为 s_con_mosfet Q 5_rms DS(on) P I R N t4 V1 NV = it ( 3) ( t t3) dt t3 t6 t4 (6) V1NV it ( 4 ) ( tt4) dt RDS(on) (7) 当开关管为 IGB 时,V 1 侧开关管的通态损耗模型为 P I V p_con_igb Q 1_ave CE(sat) 1 t V1NV it ( 1) ( t t1) dt t1 t4 V1NV it ( ) ( tt) dt VCE(sat) t (8) V 侧开关管的通态损耗模型为 P I V s_con_igb Q 5_rms CE(sat) N t4 V1NV = it ( 3) ( t t3) dt t3 t 6 V1NV it ( ) ( tt ) dt V t4 4 4 CE(sat) (9) 上述损耗模型均不考虑温度对 R DS(on) 和 VCE(sat) 的影响 DAB 变换器开关管处于 ZVS 开通, 其开通损耗近乎为 0, 因此开关管的开关损耗模型只考虑关断损耗 V 1 侧开关管的关断损耗模型为 toff Pp_sw Vi 1 ( t4 ) (10) V 侧开关管的关断损耗模型为 toff Ps_sw NVi( t6 ) (11) 式中,t off 为产生关断损耗的时间由于 SiC 二极管的反向恢复特性好, 并且二极管的开关损耗较小, 因此二极管的损耗模型只考虑通态损耗 V 1 侧二极管的通态损耗模型为 V t F 1 V1 NV Pp_con_diode ID _ave VF i( t0 ) ( t t0 )dt t0 (1) V 侧二极管的通态损耗模型为 NV t F 3 V1 NV Ps_con_diode ID 5_ave VF i( t ) ( t t )dt t (13) 变压器和辅助电感的损耗包含铜损和磁损变压器和辅助电感的铜损模型为 cu rms DC P I R (14) 式中,R DC 为变压器或辅助电感的直流电阻变压器和辅助电感的铁损模型为 core Fe m e P C f B V (15) 式中,C Fe 为铁心的损耗系数 ;f 为工作频率 ;B m 为饱和磁通密度 ;V e 为磁心体积 ;α β 都为常数根据上述损耗模型, 表 5 给出了 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的通态损耗和关断损耗的理论计算结果计算条件为 :DAB 变换器的输出功率为 kw,v 1 为 30V~400V,V 为 360V, 变压器的电压比 N 为 1 1,Q 1 ~Q 8 的驱动电阻 R G 为 10Ω 开关管为 CMF010D 和 IPW65R065C7 时, 开关频率为 100kHz, 死区时间 d 为 0.15s, 辅助电感为 66H; 开关管为 IKW5N10 时, 开关频率为 0kHz, 死区时间 d 为 1s, 辅助电感为 330H 表 5 中, 随着 V 1 升高,CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的通态损耗和关断损耗均呈降低趋势 IPW65R065C7 的通态损耗和关表 5 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 的通态损耗和关断损耗 ab.5 Conduction losses and turn-off losses of CMF010D,IPW65R065C7 and IKW5N10 损耗 /W V 1 =30V V 1 =360V V 1 =400V CMF010D 通态损耗 CMF010D 关断损耗 IPW65R065C7 通态损耗 IPW65R065C7 关断损耗 IKW5N10 通态损耗 IKW5N10 关断损耗

8 48 电工技术学报 015 年 6 月断损耗最低,CMF010D 的通态损耗和关断损耗略高于 IPW65R065C7 尽管 IKW5N10 的开关频率为 0kHz, 但其通态损耗和关断损耗最高, 关断损耗远大于 CMF010D IPW65R065C7 表 6 给出了开关频率分别为 0kHz 和 100kHz 时, 二极管 C4D010A 的通态损耗以及变压器和辅助电感的铜损和磁损变压器和辅助电感所选磁心型号如表 7 所示, 环形 H100/50/0 为七星飞行公司的镍锌铁氧体磁心,EE55 为 DK 公司的 PC40 等级的锰锌铁氧体磁心表 6 二极管通态损耗以及变压器和辅助电感的铜损和磁损 ab.6 Conduction losses of diodes and copper losses, core losses of transformers and auxiliary inductors f /khz 损耗 /W V 1 =30V V 1 =360V V 1 =400V 二极管导通损耗变压器和辅助电感铜耗变压器和辅助电感磁损二极管导通损耗变压器和辅助电感元件铜耗实验验证本文以 DSP 芯片 MS30F8335 为主控芯片搭建了一台 kw 的 DAB 变换器实验样机图 14a 14b 和 14c 分别为输出功率为 kw,v 1 为 400V, 开关管分别为 CMF010D IPW65R065C7 和 IKW5N10 时,DAB 变换器的 Q 1 Q 的关断电压波形 v DS_Q1 和 v DS_Q5 实验表明,IPW65R065C7 电压尖峰最高,IKW5N10 关断电压尖峰最小, 与在 Buck 变换器中的测试结果一致 (a)cmf010d 变压器和辅助电感磁损 ab.7 表 7 变压器和辅助电感的磁心型号 Core types of transformers and auxiliary inductors 开关频率 =0kHz 变压器磁心开关频率 =0kHz 辅助电感磁心开关频率 =100kHz 变压器磁心开关频率 =100kHz 辅助电感磁心型号环形个 EE55 EE55 EER4/15 H100/50/0 串联制造商七星飞行 DK DK DK 根据以上损耗计算, 图 13 给出了 DAB 变换器输出功率为 kw 的理论效率开关管为 CMF010D 时,DAB 变换器的最高效率为 94.9%; 开关管为 IPW65R065C7 时,DAB 变换器的最高效率为 95.5%; 开关管为 IKW5N10 时,DAB 变换器的最高效率为 91.03% (b)ipw65r065c7 (c)ikw5n10 图 14 kw DAB 变换器开关管的关断电压 Fig.14 urn-off voltages of switches of kw DAB converter Fig.13 图 13 kw DAB 变换器的理论效率 heoretical efficiencies of kw DAB converter 图 15 为 kw DAB 变换器的实测效率开关管为 CMF010D 时, 最高效率为 93.6%; 开关管为 IPW65R065C7 时, 最高效率为 94.3%; 开关管为 IKW5N10 时, 最高效率为 90.6% IPW65- R065C7 和 CMF010D 的实测效率与理论偏差较大, 这是由于计算理论效率时未考虑开关电压电流尖峰以及温度导致 R DS(ON) 增加引起的损耗

9 第 30 卷第 1 期梁美等 SiC MOSFE Si CoolMOS 和 IGB 的特性对比及其在 DAB 变换器中的应用 49 参考文献 [1] P G Neudeck. Silicon carbide technology[m]. he VSI Handbook, nd ed, W. -K. Chen, Ed. Boca Raton, F: CRC Press, 007. [] M olbert, B Ozpineci, S K Islam, et al. Impact of SiC power electronic devices for hybrid electric 图 15 kw DAB 变换器的实测效率 Fig.15 ested efficiencies of kw DAB converter 6 结论本文对比了 SiC MOSFE CMF010D Si Cool- MOS IPW65R065C7 以及 Si IGB IKW5N10D 的静态特性和开关特性, 并将三种器件应用于 kw DAB 变换器中, 进行效率对比对比结果表明 : (1) 驱动特性 CMF010D 的跨导系数 g fs 最小, 沟道迁移率最低, 因此栅电压相比 IPW65R065C7 和 IKW5N10D 高, 这样才能获得低导通电阻 () 开关特性 CMF010D 的开通延迟时间和关断延迟时间最短 IPW65R065C7 产生开通和关断损耗的时间最小, 其开通和关断损耗也最小, 但其 dv/dt 和 di/dt 也最大而 CMF010D 产生开通损耗的时间最长, 开通损耗也最大, 但其产生关断损耗的时间和关断损耗与 IPW65R065C7 相近 IKW5N10D 由于其关断拖尾现象严重, 导致其关断时间和关断损耗最大 (3) 内部二极管特性 CMF010D 的内部二极管导通电压最高, 但其反向恢复特性最好, 与 SiC 肖特基二极管相近 IPW65R065C7 的内部二极管反向恢复特性最差, 其反向恢复电流峰值是 CMF010D 内部二极管的 6 倍, 反向恢复时间是 CMF010D 内部二极管的 3 倍 IKW5N10D 的内部二极管反向为快恢复二极管, 其反向恢复特性仅好于 IPW65R065C7 的内部二极管 (4) 效率应用 CMF010D 和 IPW65R065C7 的 DAB 变换器的开关频率为 100kHz, 理论最高效率分别为 94.9% 和 95.5%, 实测最高效率分别为 94.3% 和 93.6% 而应用 IKW5N10 的 DAB 变换器的开关频率为 0kHz, 理论最高效率为 91.03%, 实测最高效率为 90.6% 综合以上内容,CMF010D 的性能与 IPW65- R065C7 相近, 均比 IKW5N10D 的性能优异, 但 CMF010D 耐压高于 IPW65R065C7, 因此 SiC MOSFE 在高压高频功率变换领域的应用将会越来越广泛 vehicles[c]. in Proc. Future Car Congress, Arlington, Virginia, Jun. 3 5, 00 (SAE paper number ). [3] Ning P, ai R, Huff D, et al. SiC wirebond multichip phase-leg module packaging design and testing for harsh environment[j]. IEEE ransactions on Power Electronics, 010, 5(1): [4] Schweizer M, Friedli, Kolar J W. Comparison and implementation of a 3-level NPC voltage link backto-back converter with SiC and Si diodes[c]. in Proc. 5th Annunal IEEE Application Power Electronics Conference Expo., 010: [5] Chinthavali M, Otaduy P, Ozpineci B. Comparison of Si and SiC inverters for IPM traction drive[c]. in Proc. IEEE Energy Conversion Congress Exposition, 010: [6] Ho C N M, Breuninger H, Pettersson S, et al. A comparative performance study of an interleaved boost converter using commercial Si and SiC diodes for PV applications[j]. IEEE ransactions on Power Electronics, 013, 8(1): [7] Gong X, Ferreira J A. Comparison and reduction of conducted EMI in SiC JFE and Si IGB based motor drives[j]. IEEE ransactions on Power Electronics, 013, 9(4): [8] Vazquez A, Rodriguez A, Fernandez M, et al. On the use of front-end cascode rectifiers based on normallyon SiC JFE and Si MOSFE[C]. 013 wenty- Eighth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 013: [9] amaki, Ishida S, omizawa Y, et al. On-state and switching performance comparison of A 600 V-Class hybrid SiC JFE and Si superjunction MOSFEs[C]. Materials Science Forum, 013, 740: [10] Pérez-omás A, Brosselard P, Godignon P, et al. Field-effect mobility temperature modeling of 4H-SiC metal-oxide-semiconductor transistors[j]. Journal of

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电子技术基础 ( 第版 ) 3. 图解单相桥式整流电路 ( 图 4-1-3) 电路名称电路原理图波形图整流电路的工作原理 1. 单相半波整流电路 u 1 u u sin t a t 1 u 0 A B VD I A VD R B

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