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循斐
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1 中華民國第三十一屆電力工程研討會台灣台南 010 年 1 月 3-4 日倍流式整流器之串聯諧振轉換器研究 Study of a Half-Bridge Series Resonant Converter with Current Doubler Rectifier 陳忠運廖國廷羅有綱邱煌仁 Chong-Yueen Chan Guo-Ting Liao Yu-Kang Lo Huang-Jen Chiu 國立台灣科技大學電子工程學系 Department of Electronic Engineering, Natnal Taiwan University of Science & Technology 摘要本論文主要研究一具有倍流整流器之半橋串聯諧振轉換器在大電流輸出之應用本論文提出之 SRC 半橋串聯諧振倍流式轉換器具有高效率及低漣波電流的優點本電路架構使用之諧振電感分別在變壓器一次側及二次側, 二次側之諧振電感具有降低輸出電流漣波二次側之中心抽頭式整流器結合了耦合電感後, 具有降低電流應力之功能本電路架構具有中央抽頭整流式與倍流整流式兩者之特點本研究中實現一台輸入 380~400 及輸出 1 之 300 瓦電源轉換器做為測試, 並使用軟體 SIMetrix-SIMPLIS 做為電路模擬工具, 透過此電路模擬及實作結果來探討此電路之可行性關鍵字 : 半橋串聯諧振轉換器耦合電感倍流整流器 Abstract This paper aims to study a half-bridge series resonant converter with current doubler rectifier for high current output applicatns. The proposed series resonant converter has the advantages such as high efficiency and low current ripple. Two resonant inductors are used in the resonant tank at the primary and secondary sides, respectively. The resonant inductor in the secondary side can effectively reduce the output current ripple. A coupled inductor is combined with the current doubler rectifier to reduce the current stresses for secondary rectifier. The proposed topology has the benefit of both the central tap rectifier and current doubler rectifier. In this study, a 300-W laboratory prototype for the proposed half-bridge series resonant converter with current doubler rectifier is realized and tested for 380-~400-put voltage and 1-utput voltage. The simulatn and experimental results are shown to verify the feasibility of the proposed scheme. Keywords : Half-Bridge Series Resonant Converter, Coupled Inductor, Current Doubler Rectifier. I. 簡介切換式電源供應器經常出現在日常生活中, 電腦手機電視等許多的電子消費產品都需要一個電源供應器, 體積及重量的要求也越來越高, 隨著環保意識日漸高漲及能源短缺, 電能的有效利用已成為推動科技進步的關鍵之一, 進而使規範要求得越來越嚴格, 希望可以做到輕薄短小, 擁有節能及攜帶性高的電源供應器現在的切換式電源供應器種類越來越多, 許多軟性切換的電源供應器技術陸續被提出討論, 因為軟性切換的電源供應器具有零電壓切換或零電流切換 [1-6], 因此開關切換損失降低及熱減少, 改善效率及解決散熱問題本論文主要研究一個可降低輸出電流漣波大小及適合使用於大瓦數低電壓大電流輸出的電路架構, 使用半橋串聯諧振轉換器及自耦變壓器之原理做為倍流器之應用, 實作並透過此軟體模擬 SIMetrix-SIMPLIS 來探討此電路之特性及分析圖 1 為半橋串聯諧振式轉換器之原始電路 [7-14], 經由此電路可展延到圖及圖 3 具有倍流式的電路架構本論文只對圖做實作及分析圖 1 SRC 半橋串聯諧振式轉換器之原始電路圖後置諧振電感之 SRC 半橋串聯諧振倍流式轉換器圖 3 前置諧振電感之 SRC 半橋串聯諧振倍流式轉換器 453 1

2 中華民國第三十一屆電力工程研討會台灣台南 010 年 1 月 3-4 日 II. 簡化為 RLC 串聯電路架構圖半橋串聯諧振倍流式轉換器的等效電路可以簡化為串聯式理想 RLC 串聯電路架構 [15], 如此可以方便分析其電路狀態, 因此其電路狀態可簡單以數學方式推導表示一次側等效電路已熟悉, 故只展開二次側的電路由圖 4 二次側展開簡化, 其上半週期電路可以簡化為圖 5, 框線的部份為自耦變壓器電路形式, 由漏感 Lko 及激磁電感 Lmo 耦合電感圈數比為 1:1 的 Lo1 與 Lo 所組成, 經由圖 5 能夠以變壓器形式排列成圖 6 的電路圖 6 框線裡為理想變壓器,Lr 及輸出電阻值以理想變壓器圈數比 :1 的形式從自耦變壓器二次側轉換到一次側,Lmo 的電流可視為電流源, 由於 Lmo 與短路的等效電路並聯, 故不參與諧振, 如圖 7 所示依據圖 4 經過圖 5 至圖 7 簡化後, 忽略非諧振係數的 Lmo 可簡化為圖 8 之電路, 其 R-L-C 串聯等效電路架構如圖 9 之電路圖 4 上半週期導通路徑 ( ) Lr 圖 8 SRC 半橋串聯諧振倍流式轉換器導通路徑 I + + Cr Lr1 Lko Lr ( ) L ( ) ( ) L + n + n L r1 ko r C r ( n) ( ) 圖 9 R-L-C 串聯電路 III. 主架構動作導通路經 Ro R ( ) Ro 圖 4 SRC 半橋串聯諧振倍流式轉換器, 其電路動作與一般 SRC 相似, 二次側在死區時間時與 Buck 電路相似為了簡化分析 [16], 此處將作以下五個假設 : 1. 輸出電容很大, 故輸出電壓可視為定電壓源. 各個元件沒有損耗, 則諧振電路上沒有電阻損耗 3. 功率開關的寄生電容與本體二極體將被考慮在內 4. 其餘元件視為理想元件 5. 自耦變壓器之漏感小, 分析時忽略此漏感, 以 Lr 諧振電感為主下圖為轉換器之操作時序圖圖 5 二次側路徑 i Lr1 DS1 圖 6 變壓器形式之等效電路 DS 1 L r 1 R o i o t1 t t 3 t t 4 5 t t t 圖 10 SRC 半橋串聯諧振倍流式轉換器之操作時序圖圖 7 二次側等效電路 454

3 中華民國第三十一屆電力工程研討會台灣台南 010 年 1 月 3-4 日 (1) 第一能量傳送區間 (t 0 < t < t 1 ) 如圖 11 所示, 在此區間一次側上橋開關 Q1 導通, 下橋開關 Q 截止, 二次側整流二極體 D3 及 D6 導通, 能量開始由輸入端 in 傳送至輸出負載圖 11 第一能量傳送區間之導通路徑 () 第一諧振區間 (t 1 < t < t ) 如圖 1 所示, 此區間內上橋開關 Q1 截止, 下橋開關 Q 截止, 在 t1 時 AB 在的電壓為 in, 由電感電流連續的特性造成開關 Q 之寄生電容 Coss 放電,Q1 之寄生電容充電, 使下一導通週期之 Q 達到零電壓切換, 因此 AB 在的電壓由 in 降為 0, 即 Coss1 充電至 in 及 Coss 降為 0, 此時 t= t 第一諧振區間結束圖 14 一次側之導通路徑圖 15 二次側之等效電路 (4) 換向區間 (t 3 < t < t 4 ) 圖 16 所示, 此區間上橋 Q1 截止,Q 導通, 二次側 D5 及 D6 導通,D3 截 D4 導通, 如圖 17 故可視二次側為短路假設在二次側上的自耦變壓器為理想, 且不儲存能量, 因此可等效為 buck 形式的電路, 如圖 18 所示在 t3 時, 所以 D5 及 D6 各佔一半輸出電流, 因此 D4 開始導通並且陸續取代 D6 的電流, D4 電流可等效為 (1/n)[-iLr1(t)], 當 D4 的電流為 (1/)[(t)] 時, 換向區間結束下半週與上半週相似故不加以說明 () t L r 圖 16 換向區間之導通路徑 ( t) L r AB 圖 1 第一諧振區間之導通路徑 (3) 零電壓切換區間 (t < t < t 3 ) 如圖 13 所示, 此區間上下橋 Q1 及 Q 截止, 二次側 D5 及 D6 導通, 如圖 14 故可視二次側為短路假設在二次側上的自耦變壓器為理想, 且不儲存能量, 因此可等效為 buck 形式的電路, 如圖 15 所示下橋開關 Q 在此區間內導通, 當 ilr(t) 下降到 0 時,D3 截至 D4 導通, 此換相區間結束圖 17 一次側之導通路徑圖 18 二次側之等效電路 I. 二次側諧振電感 L r 與電壓漣波之關係二次側諧振電感 L r 其主要功能為參與一次則諧振, 在死區時間時還有限制輸出電流斜率的功能, 有助降低電流漣波量下圖為 SIMETRIX 模擬的輸出電流圖 13 零電壓切換區間之導通路徑圖 19 SIMETRIX 模擬的輸出電流從下圖 0 可以看出三角波的漣波大約等於兩倍的正弦波為了方便估算使用的二次側諧振電感, 本論文提出一簡略的方式可依指定的漣波大小估算所需使用之諧振電感值, 其方法係假設此漣波為三角波, 如圖 1 所示在死區時間時此轉換器之等效電路, 決定三角波的斜率為 Lr, 決定輸出電容上之漣波大小為此三角波電流, 因此電壓漣波是由輸入電流對電容充放電所造成, 3 455

4 中華民國第三十一屆電力工程研討會台灣台南 010 年 1 月 3-4 日因此只須計算對電容充電量的值就可以簡單計算出輸出電壓漣波大小由於 Lr 要儲存能量於電感鐵心內, 所以電感鐵心選擇以低導磁係數為佳, 避免飽和 1 = o ΔQ Charge in C T 4 T 圖 0 三角波與漣波之電流比例圖 () t Lr i o 1 T 1 T Δ Q= = (3) 4 16 將式 (3) 代入式 (1) 可得 : 電壓漣波 ΔQ T 1 Δ = = = Δ i (4) C 16C 16Cf 依據圖 0 其電流斜率 : di 16Cf Δ dt T f 4 16 = = = Cf Δ 依據電感的公式可得下式 : di di L dt dt L (5) Lr Lr = r = (6) r 將式 (5) 代入式 (6) 可得 : L = = (7) 4 16Cf Δ 4 16Cf Δ Lr Lr r ( ) 根據式 (7) 可以看出諧振電感與漣波電壓的關係估算之最大漣波值由於受到輸出負載影響, 其最大值漣波量為輸出電流呈現三角波的情況, 因此最大漣波量將介於 0 < Δ Δ out o o 圖 1 死區時間時的等效電路 i C 圖電容電壓與電流根據電容電壓與電荷量的關係可得 : dq d = C, 因此 Δ Q= CΔ (1) dt dt 圖 0 可觀察出實際輸出電流漣波大約為三角波的一半,. 電路模擬與實驗結果本節將對 SRC 半橋串聯諧振倍流式轉換器進行模擬, 使用的模擬軟體為 SIMetrix-SIMPLIS Intro 5.60, 透過此軟體模擬來探討此電路之特性及分析實驗波形與數據結果將會與模擬結果對照以下為 SRC 半橋串聯諧振倍流式轉換器之特性模擬及結果 [17] 1. 轉換器不加諧振電感 Lr 圖 3 為 SRC 串聯諧振倍流式轉換器電路, 主要驗證不加 Lr 時電流會下降為零圖 4 為實際量測的實驗波形 r zv sh dh 因此可得以下式 1 1 Δ o = Δ o= Δ i () vg1 Q1 v s1 R7 i mos L vg Q v s 100u L1 ILr prim zv sl 100n IC=0 C1 I Tx 3m IC=0 L3 P1 I Lm R9 TX1 S1 S D1 I s1 H 35clq04535cgq045 D6 scond H I dh dl scond L I dl D 35cgq045 I s1 L D5 Isc H scond dh scond dl Isc L TX P1 S1 I ooo 0 L vo m IC=0 C I o 500m R1 R10 35clq045 依據圖 0 計算三角形面積可得 : 圖 3 SRC 串聯諧振倍流式轉換器電路 4 456

中華民國第三十一屆電力工程研討會台灣台南 010 年 1 月 3-4 日 30 5 I ooo / A 0 15 10 5-0 1.5 1 ILr / A 0.5 0-0.5-1 -1.

輸出電壓漣波大小與 Lr 的關係之模擬依據式 (7) 所估算的出輸出電壓漣波大小與 Lr 之關係, 藉由模擬觀察在負載改變時的變化其輸出電壓漣波大小的變化如下依式計算, 輸出電壓 1,

vg1 Q1 vs1 47n IC=0 100u D1 ILr I Tx I s1 H R7 R9 i mos L L1 C1 3m IC=0 TX1 35clq04535cgq045 400 L3

) TX u Isc H I ooo scond dh L scond dl Isc L 圖 6 輸出電壓漣波大小與 Lr 之電路模擬 P1 S1 9.

3.73 6.5 11.83 16.4 依據表 1 的結果符合最大漣波量介於估算之內 0 < Δ Δ 0 < Δ 18.75 m out o 3.

5 中華民國第三十一屆電力工程研討會台灣台南 010 年 1 月 3-4 日 30 5 I ooo / A ILr / A ilr 圖 4 轉換器電路之輸出電流模擬圖 8 輸出電壓漣波大小與 Lr 之電路模擬 =13A 圖 9 輸出電壓漣波大小與 Lr 之電路模擬 =5A 圖 5 轉換器之輸出電流波形. 輸出電壓漣波大小與 Lr 的關係之模擬依據式 (7) 所估算的出輸出電壓漣波大小與 Lr 之關係, 藉由模擬觀察在負載改變時的變化其輸出電壓漣波大小的變化如下依式計算, 輸出電壓 1, 假設使用之電容為 000 μf, 電感為 Lr=μ, 頻率為 50kHz, 預估之漣波電壓則為如下所示 Lr Δ o = = = 4 16Cf Lr 4 16 m 50k μ 1 r zv sh dh vg1 Q1 vs1 47n IC=0 100u D1 ILr I Tx I s1 H R7 R9 i mos L L1 C1 3m IC=0 TX1 35clq04535cgq L3 D6 prim scond H 1 P1 S1 I dh zv sl dl I Lm scond L vg Q I dl vs S D 35cgq045 I s1 L D5 R10 35clq045 ( ) TX u Isc H I ooo scond dh L scond dl Isc L 圖 6 輸出電壓漣波大小與 Lr 之電路模擬 P1 S m vo I o m IC=0 500m C R1 圖 30 輸出電壓漣波大小與 Lr 之電路模擬 =40A 表 1 輸出電壓漣波量 Io=7 Io=13 Io=5 Io=40 Δut (m) 依據表 1 的結果符合最大漣波量介於估算之內 0 < Δ Δ 0 < Δ m out o 3. 電路實測波形與模擬波形圖 31 為 SRC 半橋諧振倍流式轉換器電路之實測波形, 輸入電壓為 400, 輸出電流從 5A~5A, 輸出電壓為 1 分別以輕載 (5A) 中載(15A) 及重載 (5A) 三種負載量測, 並且以模擬相同的切換頻率及負載做比較表輸入電壓 400 效率之量測 out 圖 7 輸出電壓漣波大小與 Lr 之電路模擬 =7A 5 457

6 中華民國第三十一屆電力工程研討會台灣台南 010 年 1 月 3-4 日圖 31 輸入電壓 400 量測波形與模擬圖 CH1: GS1 ; CH: DS1 ; CH3:i Lr1 (a1) = 5A ; (a) SIMetrix 模擬 = 5A (b1) = 15A ; (b) SIMetrix 模擬 = 15A (c1) = 5A ; (c) SIMetrix 模擬 = 5A I. 結論本實作電路之效率使用電力分析儀 PM3000A 量測, 輸出電流分別為 0% 40% 60% 80% 及滿載, 從表中之數據可得知, 在輸出負載 40% 以上時, 其效率皆可達到 90% 以上 0% 效率較低, 主要原因為頻率高切換損失大, 以及二次側整流二極體寄生電容充放電造成圖 31(a1) 及圖 31(b1) 的主要原因為耦合電感之耦合不佳造成參考文獻 [1] F.C. Lee, High-Frequency Quasi-Resonant and Multi-Resonant Converter Technologies, IEEE IECON, pp , [] J. Dukdrik, P. Spanik, and N. D. Trip, Zero-oltage and Zero-Current Switching Full-Bridge DC-DC Converter with Auxiliary Transformer, IEEE Transactns on Power Electronics, ol. 1, NO. 5, pp , Sep., 006. [3] J. Feng, Y. Hu, W. Chen, and C.C. Wen, ZS Analysis of Asymmetrical Half-Bridge Converter, IEEE PESC, ol. 1, pp , 001. [4] J.W. Baek, J.G. Cho, D.W. Yoo, G.H. Rim, and H.G. Kim, An Improved Zero oltage and Zero Current Switching Full Bridge PWM Converter with Secondary Active Clamp, IEEE PESC, pp [5] J.G. Cho, J.A. Sabate, and F.C. Lee, Novel Full Bridge Zero-oltage-Transitn PWM DC/DC Converter for High Power Applicatns, IEEE PESC, pp , [6] C. M. Wang, A New Family of Zero-Current-Switching (ZCS) PWM Converter, IEEE Transactns on Industrial Electronics, ol. 5, pp , 005. [7] R. Liu and C.Q. Lee, Analysis and Design of LLC-type Series Resonant Converter, IEE Proc. ol. 4, pp , [8] K. Siri and C.Q. Lee, Constant Switching Frequency LLC-type Series Resonant Converter, IEEE Circuits and Systems, ol. 1, pp , [9] R. Liu, C.Q. Lee and A.K. Upadhyay, Experimental Study of the LLC-type Series Resonant Converter, IEEE APEC, pp , [10] B. Yang, F.C. Lee, A.J. Zhang, and G.S. Huang, LLC Resonant Converter for Front End DC/DC Conversn, IEEE APEC, pp , 00. [11] B. Yang, Topology Investigatn for Front End DC/DC Power Conversn for Distributed Power, Ph.D. Dissertatn, irginia Tech, 003. [1] Y. Liu, High Efficiency Optimizatn of LLC Resonant Converter for Wide Load Range, Blacksburg, irginia. December 4 th,007. [13] B. Lu, W. Liu, Y. Liang, F.C. Lee, and J.D. an Wyk, Optimal Design Methodology for LLC Resonant Converter, IEEE APEC, pp [14] L. Yan, L. Wenduo, L. Bing, and D.J. Wyk, Design of Integrated Passive Component for a 1MHz 1KW Half-Bridge LLC Resonant Converter, IEEE IAC, ol. 3, pp. 3-8, 005. [15] N. Mohan, T.M. Undeland, and W.P. Robbins, Power Electronics Converters, Applicatns, and Design, John Wiley & Sons Inc., 3 rd. [16] 顏上進, 串聯諧振轉換器輕載調制策略之研究, 國立台灣科技大學博士學位論文, 中華民國九十五年十月 [17] Champn Microelectronic Corporatn, Inc, CM6900G Resonant Controller, Data Sheet, Rev1.0, September

NANO COMMUNICATION 23 No.3 90 CMOS 94/188 GHz CMOS 94/188 GHz A 94/188 GHz Dual-Band VCO with Gm- Boosted Push-Push Pair in 90nm CMOS 90 CMOS 94

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