单相单级电流型光伏并网逆变器及其控制方法

(19) 中华人民共和国国家知识产权局 (21) 申请号 201110050186.8 (12) 发明专利 *CN102088192B* (10) 授权公告号 (45) 授权公告日 2013.01.02 (22) 申请日 2011.03.02 (73) 专利权人中南大学地址 410083 湖南省长沙市岳麓区麓山南路 932 号 (72) 发明人于晶荣粟梅孙尧潘攀邹勇军王辉韩华王一军桂卫华王海龙 (74) 专利代理机构长沙市融智专利事务所 43114 代理人黄美成 (51)Int.Cl. H02J 3/38 (2006.01) 审查员孔舒红 权利要求书 2 页 2 页 12 12 页附图 2 页 (54) 发明名称 单相单级电流型光伏并网逆变器及其控制方 法 (57) 摘要本发明公开了一种单相单级电流型光伏并网逆变器及其控制方法, 单相单级电流型光伏并网逆变器由直流侧电容 C 变流模块和输出滤波器组成 ; 直流侧电容与光伏电池相接 ; 变流模块由 1 个直流电感 L 及 5 个反向阻断型功率开关组成, 所述的 5 个反向阻断型功率开关分别为 SW L SW p1 SW p2 SW n1 与 SW n2 ; 输出滤波器由电容 C f 和电感 L f 连接而成, 电容 C f 接变流模块的 2 个输出端 该单相单级电流型光伏并网逆变器以最少功率变换级数 最小无源元件参数, 实现无变压器并具有升压功能的单相单级光伏并网逆变器

权利要求书 1/2 页 1. 一种单相单级电流型光伏并网逆变器, 其特征在于, 由直流侧电容 C 变流模块和输出滤波器组成 ; 直流侧电容 C 与光伏电池相接 ; 变流模块由 1 个直流电感 L 及 5 个反向阻断型功率开关组成, 所述的反向阻断型功率开关为 IGBT, 所述的 5 个反向阻断型功率开关分别为 SW L SW p1 SW p2 SW n1 与 SW n2 ; 直流电感 L 的一端接光伏电池的正极即 N 点, 直流电感 L 的另一端与 SW L 的 c 极即 M 点相接,SW p1 的 c 极和 SW n1 的 c 极均接 M 点 ;SW p1 的 e 极作为变流模块的一个输出端即 P 点 ; SW p2 的 e 极和 SW n2 的 e 极均与 N 点相接 ;SW n2 的 c 极接 P 点 ;SW n1 的 e 极与 SW p2 的 c 极相接作为变流模块的另一个输出端即 Q 点 ;SW L 的 e 极接光伏电池的负极 ; 输出滤波器由电容 C f 和电感 L f 连接而成, 电容 C f 接变流模块的 2 个输出端, 电感 L f 的一端接 P 点,Q 点对应的变流模块的输出端与电感 L f 的另一端共同作为并网电流输出端 2. 根据权利要求 1 所述的单相单级电流型光伏并网逆变器, 其特征在于, 直流电感 L 电容 Cf 电感 Lf 以及直流侧电容 C 分别按下列公式取值 : 其中 T s 为光伏并网逆变器的控制周期,V p 为电网电压 e s (t)=v p sinωt 的峰值,u PVm 为光伏电池最大工作点电压 u PV 的最大值,V PV 为标准情况下的光伏电池输出电压,P PV 为光伏电池标准情况下的输出功率 ; ΔV c 为电容 C f 的电压纹波 ; f c 为输出滤波器的截止频率, 式中,f 为电网基波电压频率, 纹波电压 ΔV PV 在光伏并网逆变器设计中作为性能指标给出 3. 一种单相单级电流型光伏并网逆变器的控制方法, 其特征在于, 采用权利要求 1 或 2 所述的单相单级电流型光伏并网逆变器 ; 控制方法为 : 当功率开关 SW L 导通, 电感从直流侧吸收能量, 电容 C f 向电网提供并网电流 ; 功率开关 SW L 断开时, 电感 L 向电容 C f 放电, 同时若参考电流 i gr 处于正半周期,SW p1 与 SW p2 导通且 SW n1 与 SW n2 关断, 逆变器输出正向并网电流 ; 若参考电流 i gr 处于负半周期,SW n1 与 SW n2 导通且 SW p1 与 SW p2 关断, 逆变器输出负向并网电流 ; 参考电流 i gr 与电网电压 e s 相位相同 4. 根据权利要求 3 所述的单相单级电流型光伏并网逆变器的控制方法, 其特征在于, 功率开关 SW L 的调制机制如下 : 调制波信号 其中 k 为基波周期序号,n 为控制周期序号,V p 为 电网电压峰值,I p (k) 为光伏并网逆变器在第 k 个基波周期输出交流电流峰值,ω 为电网基 波角频率,u PV 为光伏电池在第 n 个控制周期的输出电压,T s 为控制周期 ; 以 r(t) 信号为调制波 以控制周期 T s 的等腰三角波为载波, 调制出 2

权利要求书 2/2 页 所示的占空比函数, 实现对功率开关 SW L 的控制, 式中 N 为每个基波周期的控制点数, 在基波周期 T 内,N = T/T s 5. 根据权利要求 3 所述的单相单级电流型光伏并网逆变器的控制方法, 其特征在于, 根据以下方法跟踪单相单级电流型光伏并网逆变器的最大功率点 : 步骤 1 : 根据每个控制周期检测的光伏电池输出电压和电流, 计算光伏电池输出功率瞬时值 ; 步骤 2 : 由一个基波周期内的光伏电池输出功率瞬时值, 计算该基波周期的光伏电池输出功率平均值 ; 步骤 3 : 采用扰动观察法, 确定光伏电池输出电压的变化方向与步长, 从而得到下个基波周期内光伏电池输出电压的参考值 U PV (k+1), 且 U PV (k+1)=u PV (k)+δu PV (k) ; 式中,U PV (k) 为第 k 个基波周期光伏电池输出电压平均值,ΔU PV (k) 为第 k 个基波周期最大功率点跟踪控制给出的电压扰动 ; 设 step(k) 为第 k 个基波周期的扰动步长, 根据第 k 个基波周期功率变化量 ΔP(k) 与第 k-1 个基波周期电压扰动 ΔU PV (k-1) 的符号, 确定第 k 个基波周期的电压扰动 ΔU PV (k), 即步长变化函数为 : 其中 ΔP(k) 为第 k 个基波周期光伏电池输出平均功率的变化 量,step(k) 为第 k 个基波周期的扰动步长,s max 为预设的步长最大值, 为饱和函数, 且 其中 ΔP min ΔP max 为根据实践经验设计的平均功率变化量最小值和最大值 3

1/12 页 单相单级电流型光伏并网逆变器及其控制方法 技术领域 [0001] 本发明属于光伏并网发电领域, 涉及一种单相单级电流型光伏并网逆变器及其控 制方法 背景技术 [0002] 随着我国城市化进程的加速推进, 能源消费总量的增大和落后的能源消费结构, 导致城市化过程中能源供应和环境污染问题日益严重 城市居住区作为能源消耗和环境污染的高密度区域, 其能源和环境状况直接关系到城市化建设的成败 规模化发展绿色能源是缓解城市能源危机 降低环境污染的重要途径 光伏并网发电技术是绿色能源领域近十年来的重要发展方向, 该技术利用并网逆变器将光伏电池直接与电网相连, 省掉了体积大 易损耗的蓄电池 ; 在城市中应用, 光伏阵列可以实现与建筑的一体化, 能够节省安装成本, 避免长距离输配电损耗 因此, 许多发达国家为实现能源可持续发展计划, 大力推广屋顶和外墙式并网光伏发电技术 我国太阳能资源丰富 城市化率稳步增加, 可以借鉴发达国家屋顶计划的经验, 通过推广光伏并网发电技术实现城市居住区的能源改造 [0003] 在城市居住区光伏发电应用场合中, 容量为 2kW 至 5kW 的光伏电池通过逆变器连接至单相电网, 在光伏电池确定的情况下, 逆变器的性能 效率和成本是能否实现光伏技术大规模应用的关键 现有单相光伏并网逆变器主要包括无变压器电压型并网逆变器 基于升压变压器结构的单级电压型逆变器和电流型逆变器方案, 但这些方案在城市居住区光伏系统中难以应用和推广, 其主要原因为 :1) 无变压器电压型并网逆变器是光伏系统最常用的拓扑结构, 但由于只能工作在直流电压恒定并高于电网电压峰值的情况, 光伏系统一般采用两级或多级电路拓扑结构, 使得电路结构复杂 可靠性低 功率损耗增加 ;2) 利用多个光伏电池串联获取足够大的直流电压, 能够实现无变压器单级功率变换结构, 但系统存在绝缘设计复杂 漏电流难以控制等安全方面问题 ;3) 基于升压变压器的单级电压型逆变器, 虽然够实现电气隔离, 但变压器的引入导致系统体积增大 成本升高 效率降低 ;4) 基于 Z 源网络的电压型逆变器具有单级升压并网发电功能, 但主电路包含无源元件较多, 使逆变器结构复杂 可靠性难以保证 ;5) 传统的电流型逆变器也能够实现单级并网发电, 且短路保护能力强 容量扩展灵活, 但直流侧需要串联较大的电感, 导致系统效率 体积和成本均难以满足城市居住区光伏系统的要求 因而, 适用于城市居住区光伏系统的并网逆变器, 至今仍未有理想成熟的解决方案 为实现城市居住区光伏系统的商业化推广应用, 研制一种成本低 效率高 性能优 结构紧凑 扩展灵活的光伏并网逆变器势在必行 发明内容 [0004] 本发明所要解决的技术问题是提出一种单相单级电流型光伏并网逆变器及其控制方法, 该单相单级电流型光伏并网逆变器以最少功率变换级数 最少元件个数, 实现无变压器并具有升压功能的单相单级光伏并网逆变器 [0005] 本发明的技术解决方案如下 : 4

2/12 页 [0006] 一种单相单级电流型光伏并网逆变器, 其特征在于, 由直流侧电容 C 变流模块和 输出滤波器组成 ; [0007] 直流侧电容与光伏电池相接 ; [0008] 变流模块由 1 个直流电感 L 及 5 个反向阻断型功率开关组成, 所述的 5 个反向阻 断型功率开关分别为 SW L SW p1 SW p2 SW n1 与 SW n2 ; [0009] 直流电感 L 的一端接光伏电池的正极即 N 点, 直流电感 L 的另一端与 SW L 的 c 极即 M 点相接,SW p1 的 c 极和 SW n1 的 c 极均接 M 点 ;SW p1 的 e 极作为变流模块的一个输出端即 P 点 ;SW p2 的 e 极和 SW n2 的 e 极均与 N 点相接 ;SW n2 的 c 极接 P 点 ;SW n1 的 e 极与 SW p2 的 c 极 相接作为变流模块的另一个输出端即 Q 点 ; [0010] 输出滤波器由电容 C f 和电感 L f 连接而成, 电容 C f 接变流模块的 2 个输出端, 电感 L f 的一端接 P 点,Q 点对应的变流模块的输出端与电感 L f 的另一端共同作为并网电流输出 端 [0011] 直流电感 L 电容 C f 电感 L f 以及直流侧电容 C 分别按下列公式取值 : [0012] 其中 T s 为控制周期,V p 为电网电压 e s (t) = V p sinωt 的峰 值,,u PVm 为光伏电池最大工作点电压 u PV 的最大值,V PV 为标准情况下的光伏电池输出电压, P PV 为光伏电池标准情况下的输出功率 ; [0013] ΔV c 为电容 C f 的电压纹波 ; ΔV c 一般取电网电压峰 值的 10% [0014] f c 为输出滤波器的截止频率 ; f c 一般取控制频率 f s = 1/T s 的 10% [0015] 式中,f 为电网基波电压频率, 纹波电压 ΔV PV 在光伏并网逆 变器设计中作为性能指标给出 ΔV PV 一般取光伏电池在标准情况下额定输出电压 V PV 的 5% [0016] 一种单相单级电流型光伏并网逆变器的控制方法, 采用前述的单相单级电流型光 伏并网逆变器 ; [0017] 控制方法为 : [0018] 当功率开关 SW L 导通, 电感从直流侧吸收能量, 电容 C f 向电网提供并网电流 ; 功率 开关 SW L 断开时, 电感 L 向电容 C f 放电, 同时若参考电流 i gr 处于正半周期,SW p1 与 SW p2 导 通且 SW n1 与 SW n1 关断, 逆变器输出正向并网电流 ; 若参考电流 i gr 处于负半周期,SW n1 与 SW n1 导通且 SW n1 与 SW n1 关断, 逆变器输出负向并网电流 ; 参考电流 i gr 与电网电压 e s 相位相同 [0019] 功率开关 SW L 的调制机制如下 : [0020] 调制波信号其中 k 为基波周期序号,n 为控制周期序号 ( 注 : 基波周期是电网电压基波成分的周期, 即工频周期 20ms, 控制周期由每个基波周期的 控制点数决定, 如每个基波周期控制 200 次, 则控制周期为 100μs,) 式中,V p 为电网电压峰 5

3/12 页 值,I p (k) 为光伏并网逆变器在第 k 个基波周期输出交流电流峰值,ω 为电网基波角频率, u PV 为光伏电池在第 n 个控制周期的输出电压,T s 为控制周期 ; [0021] 以 r(t) 信号为调制波 以控制周期 T s 的等腰三角波为载波, 调制出 所示的占空比函数, 实现对功率开关 SW L 的控制, 式中 N 为每个 基波周期的控制点数, 在基波周期 T 内,N = T/T s ( 注 : 图 2 所示的开关函数波形, 是控制 点数 N = 10 的示意图,N 不同 T s 不同, 开关函数波形也不同 ;D L 是一个占空比, 描述的是每 个控制周期内功率开关 SW L 导通的时间与控制周期之比 ) [0022] 根据以下方法跟踪单相单级电流型光伏并网逆变器的最大功率点 : [0023] 步骤 1 : 根据每个控制周期检测的光伏电池输出电压和电流, 计算光伏电池输出 功率瞬时值 ; [0024] 步骤 2 : 由一个基波周期内的光伏电池输出功率瞬时值, 计算该基波周期的光伏 电池输出功率平均值 ; [0025] 步骤 3 : 采用扰动观察法, 确定光伏电池输出电压的变化方向与步长, 从而得到下 个基波周期内光伏电池输出电压的参考值 UPV(k+1), 且 [0026] U PV (k+1) = U PV (k)+δu PV (k) ; [0027] 式中,U PV (k) 为第 k 个基波周期光伏电池输出电压平均值,ΔU PV (k) 为第 k 个基波 周期最大功率点跟踪控制给出的电压扰动 ; [0028] 设 step(k) 为第 k 个基波周期的扰动步长, 根据第 k 个基波周期功率变化量 ΔP(k) 与第 k-1 个基波周期电压扰动 ΔU PV (k-1) 的符号, 确定第 k 个基波周期的电压扰动 ΔU PV (k), 即 [0029] 步长变化函数为 : 其中 ΔP(k) 为第 k 个基波周期光伏电池输出平均功率的变化 量,step(k) 为第 k 个基波周期的扰动步长,s max 为预设的步长最大值, 为饱和函数, 且 [0030] [0031] 其中 ΔP min ΔP max 为根据实践经验设计的平均功率变化量最小值和最大值 [0032] (1) 最大功率点跟踪控制计算出确定第 k 个基波周期的电压扰动 ΔU PV (k) 后, 根 据并网电流峰值变化量与 ΔU PV (k) 的关系 ( 由图 4 说明, 见后文公式 13), 确定第 k+1 个基 波周期的并网电流峰值, 即控制逆变器交流侧并网电流峰值而实现对光伏电池输出电压的 控制, 从而实现最大功率点跟踪 [0033] (2)ΔP max 根据稳态时一个基波周期内光伏电池输出平均功率的变化量来选取, 在 760W 额定输出的单相单级光伏并网逆变器中,ΔP max 取 40 ; 认为平均功率变化量小于 ΔP min 时, 光伏电池输出平均功率没有发生变化, 在 760W 额定输出的单相单级光伏并网逆变器 中,ΔP min 取 0.02 ; 在保证逆变器工作于电感电流断续模式的情况下, 考虑最大功率点控制 算法的控制精度, 确定最大步长 s max 为 0.03 6

4/12 页 [0034] (3)ΔU PV (k) ΔP(k) 初值是零 [0035] (4) 每个基波周期结束时刻, 计算一次光伏电池输出平均功率变化量 ΔP(k) [0036] 单相单级电流型光伏并网逆变器由直流侧电容 变流模块和输出滤波器组成 直流侧电容与光伏电池相接 ; 变流模块由 1 个直流电感及 5 个反向阻断型功率开关组成, 与直流侧电容对接 ; 输出滤波器由交流电容和电感组成, 连接于变流模块和交流电网之间 [0037] 1 个功率开关连接于直流侧电容与直流电感之间, 在一个控制周期内, 该开关导通, 直流电感从光伏电池侧吸收能量, 该开关关断, 直流电感将吸收的能量全部放电至变流模块交流侧, 即直流电感工作于电流断续模式 [0038] 逆变器输出正向并网电流时, 两个功率开关导通, 连通正向电流通路 ; 逆变器输出负向并网电流时, 另外两个功率开关导通, 连通负向电流通路 即此 4 个功率开关作用为换向, 在电流断续模式下, 实现零电流导通和关断 [0039] 本发明的控制方法中, 采用基于变步长扰动观察法的最大功率点跟踪方法, 根据每个控制周期计算的光伏电池输出功率瞬时值, 计算出一个基波周期内的光伏电池输出功率平均值 ; 根据功率变化平均值, 利用变步长扰动观察法计算扰动步长, 步长计算公式为其中 ΔP(k) 为第 k 个基波周期的功率变化量,step(k) 为第 k 个基波周期的扰动步长,s max 为根据最大功率点跟踪算法的稳定裕量要求确定的步长最大值, 为饱和函数,ΔP min ΔP max 为根据实践经验设计的功率变化量最小值和最大值, 且 根据功率变化量与电压扰动量的方向, 确定光伏电 池输出电压的变化方向, 并计算下一个基波周期内光伏电池输出电压的参考值 [0040] 单相单级光伏并网逆变器输出电流参考信号计算方法 : 计算并网电流峰值初始值 I p (0) ; 根据最大功率点跟踪控制中第 k 基波周期直流侧电容 C 电压平均值 U PV (k) 电压扰动量 ΔU PV (k) 计算第 k 个基波周期并网电流的峰值变化量 ΔI p (k), 即 其中,T 为电网电压基波周期,C 为直流侧电容值,V p 为电网电压峰值 ; 利用锁相环获取电网电压的相位信息, 根据为第 k 个基波周期并网电流的峰值 I p (k) 和变化量 ΔI p (k) 计算第 k+1 个基波周期的参考电流峰值 I p (k+1), 将 I p (k+1) 乘以相位信息即为第 k+1 个基波周期光伏并网逆变器交流电流的参考信号 [0041] 基于电流断续模式的单相单级电流型光伏并网逆变器功率开关调制方法, 以保证变流模块电感工作于电流断续模式为目的, 设计控制电感吸收电能的功率开关的占空比计算方法, 构建满足占空比要求的调制信号, 利用三角载波调制方法实现该功率开关的通断控制 [0042] 功率开关调制方法,4 个换向用功率开关, 其通断控制由逆变器并网电流的参考电流信号决定, 参考电流信号为正, 连通正向并网发电电流通路的两个功率开关导通, 连通负向并网发电电流通路的两个功率开关关断 ; 参考电流信号为负, 则连通负向并网发电电流通路的两个功率开关导通, 连通正向并网发电电流通路的两个功率开关关断 [0043] 本发明所述的变流模块是由直流电感和反向阻断型功率开关组成的功率变换模 7

5/12 页 块, 能够将光伏电池输出的直流电变换为与电网电压同频率 同相位的交流电 [0044] 本发明所述的参考电流计算方法是指光伏并网逆变器输出侧的交流电流参考信号计算方法, 该参考电流信号为功率开关的控制提供调制波 [0045] 本发明所述的基于电流断续模式的单相单级电流型光伏并网逆变器功率开关调制方法, 是指在保证直流侧电感工作于电流断续模式的情况下, 对功率开关进行调制, 使得光伏并网逆变器输出电流跟踪参考电流 [0046] 有益效果 : [0047] 本发明的单相单级电流型光伏并网逆变器及其控制方法与已有技术相比有以下优点 : [0048] 1. 以最少功率变换级数 最小无源元件参数构建出变流模块, 且模块中电感仅用于缓冲开关周期内的能量, 电感值非常小, 使得模块结构紧凑 成本降低 ; [0049] 2. 变流模块的电流源特性, 便于灵活扩展光伏并网逆变器的容量 ;3. 并网电流的正负半周, 均采用同一个直流电感从光伏电池吸收能量, 使得并网电流对称性好 ; [0050] 4. 电流断续模式的引入, 使 4 个换向用的功率开关实现零电流导通和关断, 降低了并网逆变器的损耗 ; [0051] 5. 该逆变器的最大功率点跟踪通过控制直流侧电压实现, 与传统电流型逆变器调节直流侧电流实现最大功率点跟踪相比, 基于直流侧电压控制的最大功率点跟踪距离光伏电池短路点更远 稳定域范围更宽 附图说明 [0052] 图 1 是单相单级电流型光伏并网逆变器拓扑结构 ; [0053] 图 2 是单相单级电流型光伏并网逆变器工作原理示意图 ; [0054] 图中,e s 为电网电压波形,i gr 为光伏并网逆变器输出电流的参考电流波形,S L 为 功率开关 SW L 的开关函数波形,S p1 S p2 为正向开关 SW p1 与 SW p2 的开关函数波形,S n1 S n2 为 负向开关 SW n1 与 SW n2 的开关函数波形 [0055] 图 3 是最大功率点跟踪控制算法流程图 ; [0056] 图 4 为单相单级电流型光伏并网逆变器参考信号计算方法示意框图 [0057] 图中,ΔP(k) 为第 k 个基波周期的功率变化量,step(k) 为第 k 个基波周期的扰动 步长, 为根据饱和函数计算的功率变化量饱和函数值,ΔU PV (k) 为第 k 个基波周期 的扰动量,U PV (k) 为第 k 个基波周期的光伏电池输出电压平均值 具体实施方式 [0058] 以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明 : [0059] 实施例 1 : [0060] 以下结合附图作详述, 但不作为本发明的限定 [0061] (1) 新型单相单级电流型光伏并网逆变器拓扑结构与原理 [0062] 图 1 为单相单级电流型光伏并网逆变器拓扑结构, 它由直流侧电容 C 变流模块和输出滤波器组成 其中, 变流模块由直流电感 L 及 5 个反向阻断型功率开关 (MOSFET) 组成, 仅采用一个直流电感, 且电感 L 工作于电流断续模式, 故电感数值比较小, 电感 L 的具体设 8

6/12 页 计参见后文的 单相单级电流型光伏并网逆变器无源元件设计方法 ; 电容 C 实现光伏电池与变流模块之间的能量缓冲, 输出滤波器由电容 C f 和交流电感 L f 组成, 实现对变流模块输出高频开关谐波的抑制 [0063] 图 2 为单相单级电流型光伏并网逆变器功率开关的开关函数波形图 定义开关函数 S 为 [0064] [0065] 设 S L S p1 S p2 S n1 和 S n2 分别为功率开关 SW L SW p1 SW p2 SW p1 与 SW p2 的开关函数, 则 单相单级电流型光伏并网逆变器的工作原理为 : 光伏并网逆变器以单位功率因数输出并网 功率, 因此其输出电流的参考电流 i gr 与电网电压 e s 相位一致, 逆变器根据输出电流的参考 电流确定功率开关的开关函数, 并利用功率开关的通断使输出电流跟踪参考电流 ; [0066] 当功率开关 SW L 导通, 电感从直流侧吸收能量, 电容 C f 向电网提供并网电流 ; [0067] 功率开关 SW L 断开, 电感 L 向电容 C f 放电, 同时若参考电流 i gr 处于正半周期,SW p1 与 SW p2 导通时, 逆变器输出正向并网电流 ; 若参考电流 i gr 处于负半周期,SW n1 与 SW n1 导通 时, 逆变器输出负向并网电流 [0068] 以状态方程描述电路的工作原理为 [0069] 1) 功率开关 SW L 闭合, 电感从直流侧吸收能量, 电路状态方程为 [0070] [0071] 式中,i L 为直流侧电感电流,u PV 为光伏电池输出电压,i g 为逆变器并网电流,u cf 为 交流侧电容 C f 两端电压,i PV 为光伏电池输出电流,e s 为电网电压 [0072] 2) 功率开关 SW L 断开, 且电感 L 上的电流不为零时, 电路状态方程为 [0073] [0074] 3) 功率开关 SW L 断开, 且电感 L 上的电流为零时, 电路状态方程为 9

7/12 页 [0075] [0076] (2) 单相单级电流型光伏并网逆变器的最大功率点跟踪控制方法 [0077] 图 3 为单相单级电流型光伏并网逆变器的最大功率点跟踪控制流程, 图中 U PV (k) 为第 k 个基波周期光伏电池输出电压平均值,ΔU PV (k) 为第 k 个基波周期最大功率点跟踪控制给出的电压扰动, 且第 k+1 个基波周期光伏电池电压平均值为 U PV (k+1) = U PV (k)+δu PV (k) [0078] 单相单级电流型光伏并网逆变器中, 在电网电压的正负半周期内, 若直流侧电压平均值不相同, 则光伏并网逆变器的并网电流必然存在波形不对称的问题, 因此, 单相光伏并网逆变器的最大功率点跟踪控制在每个 基波周期 起始时刻对直流侧电压加入扰动, 并在该基波周期内保持直流侧电压平均值不变, 以避免并网电流波形不对称问题的发生 [0079] 最大功率点跟踪算法的实现步骤为 : 首先, 根据每个 控制周期 检测的光伏电池输出电压和电流, 计算光伏电池输出功率瞬时值 ; 然后, 由一个基波周期内的光伏电池输出功率瞬时值, 计算该基波周期的光伏电池输出功率平均值 ; 最后, 采用扰动观察法, 确定光伏电池输出电压的变化方向与步长, 从而得到下个基波周期内光伏电池输出电压的参考值 [0080] 扰动观察法的扰动步长直接关系到最大功率点跟踪算法的稳态精度和响应速度 若扰动步长较大, 算法能够快速跟踪到最大功率点, 但在最大功率点附近振荡较大 能量损失较大 ; 若步长较小, 算法控制精度较高, 但跟踪速度慢 为适应快速变化的外界环境条件, 同时减少在最大功率点附近的振荡损失, 本发明提出 变步长扰动观察法 来跟踪光伏电池的最大功率点 变步长扰动观察法的步长选取原则为, 在功率变化大时, 扰动步长也大, 功率变化小时, 扰动步长也小 根据理论分析和实践经验, 设计步长变化函数为 [0081] [0082] 式中,ΔP(k) 为第 k 个基波周期的功率变化量,step(k) 为第 k 个基波周期的扰动步长,s max 为根据最大功率点跟踪算法的稳定裕量要求确定的步长最大值, 为饱和函数, 且 [0083] [0084] 其中 ΔP min ΔP max 为根据实践经验设计的功率变化量最小值和最大值 [0085] 根据第 k 个基波周期功率变化量 ΔP(k) 与第 k-1 个基波周期电 压扰动 ΔU PV (k-1) 的符号, 确定第 k 个基波周期的电压扰动 ΔU PV (k), 即 10

8/12 页 [0086] 最大功率点跟踪控制计算出确定第 k 个基波周期的电压扰动 ΔU PV (k) 后, 根据并 网电流峰值变化量与 ΔU PV (k) 的关系 ( 由图 4 说明 ), 确定第 k+1 个基波周期的并网电流 峰值, 即控制逆变器交流侧并网电流峰值而实现对光伏电池输出电压的控制, 从而实现最 大功率点跟踪 [0087] (3) 单相单级电流型光伏并网逆变器参考信号计算方法 [0088] 图 4 为单相单级电流型光伏并网逆变器参考信号计算方法示意框图 单相单级电 流型光伏并网逆变器, 一方面要向电网发出单位功率因数的正弦波电流, 实现并网发电, 另 一方面还要通过控制光伏电流输出电压保证系统实现最大功率点跟踪控制 以上两方面控 制要求, 均需要通过控制逆变器交流侧输出电流而实现 光伏并网逆变器根据输出电流的 参考电流确定功率开关的开关函数, 并利用功率开关的通断使输出电流跟踪参考电流 因 此, 参考电流计算是功率开关通断控制的依据 [0089] 参考电流计算方法实现步骤为 : 首先, 确定光伏电池初始电压 U PV 确定参考电流初 始峰值 ; 然后, 根据参考电流峰值变化量与最大功率跟踪点输出的电压扰动的关系, 计算参 考电流峰值变化量 ; 最后, 利用锁相环获取电网电压的相位信息, 计算出下一基波周期光伏 并网逆变器的参考信号 [0090] 1) 初始参考电流峰值 I p (0) 的设计 [0091] 在最大功率电流跟踪控制中, 光伏电池初始时刻的参考电压设定为 u PV (0) = V PV, V PV 为标准情况下的光伏电池输出电压 [0092] 设电网电压 e s (t) = V p sinωt, 光伏并网逆变器在单位功率因数并网发电的情况 下, 其输出电流 i g (t) = I p sinωt, 其交流侧输出功率瞬时值为 [0093] p(t) = V p I p sin 2 ωt (7) [0094] 式中,V p 为电网电压峰值,I p 为光伏并网逆变器输出交流电流峰值,ω 为电网基波 角频率 [0095] 光伏并网逆变器的额定容量 P 等于光伏电池标准情况下的输出功率 P PV, 且 [0096] [0097] 光伏电流在标准情况下的输出功率为 P PV, 则初始参考电流峰值 I p (0) 为 [0098] [0099] 2) 参考电流峰值变流量 ΔI p (k) 的计算 [0100] 光伏并网逆变器在每个基波周期 T 内发出的电能为 [0101] [0102] 式中,T 为电网电压基波周期 [0103] 设第 k 基波周期光伏并网逆变器交流电流峰值为 I p (k) 输出电能为 E T (k), 第 k+1 基波周期交流电流峰值为 I p (k+1) 输出电能为 E T (k+1), 则交流侧输出能量波动值为 11

9/12 页 [0104] [0105] 式中, 电流峰值变化量 ΔI p (k) = I p (k+1)-i p (k) [0106] 光伏并网逆变器直流侧电容 C 两端电压与光伏电池输出电压 u PV 相等, 根据最大功 率点跟踪控制中第 k 基波周期直流侧电容 C 电压平均值 U PV (k) 电压扰动量 ΔU PV (k) 和第 k+1 个基波周期光伏电池电压平均值为 U PV (k+1), 得到第 k+1 个基波周期电容 C 的能量波动 为 [0107] [0108] 根据能量守恒, 有 ΔE T = ΔW C, 则根据式 (11-12), 得 [0109] [0110] 3) 第 k+1 基波周期的交流电流参考信号 i gr 的计算 [0111] 利用锁相环获取电网电压的相位信息, 计算出第 k+1 基波周期 第 n 个控制周期光 伏并网逆变器交流电流的参考信号 为 [0112] [0113] 式中,N 为每个基波周期的控制点数, 在基波周期 T 内,N = T/T s [0114] 光伏并网逆变器以式 (14) 为参考电流, 通过功率开关调制能够使输出电流跟踪 参考电流, 从而实现单位功率因数并网发电 [0115] (4) 单相单级电流型光伏并网逆变器的功率开关调制方法 [0116] 图 2 给出了本拓扑 5 个功率开关的开关函数波形 其中, 功率开关 SW L 采用载波 调制方法控制通断, 功率开关 SW p1 SW p2 SW n1 与 SW n1 根据参考电流的方向确定开关状态 [0117] 设光伏并网逆变器的控制周期为 T s, 在第 k 个基波周期 第 n 个控制周期内, 直流 侧电感在导通时间 T on 内储存的能量为 [0118] [0119] 逆变器在第 k 个基波周期发出的电能为 [0120] E g = I p (k)v p sin 2 (2πn/N)T s (16) [0121] 在变流模块电感电流断续的工作模式下, 一个控制周期内电感上储存的能量全部 由电网吸收, 则由式 (15-16) 可得 [0122] [0123] 设功率开关 SW L 的占空比为 D L, 则 [0124] [0125] 可见, 根据式 (18) 的占空比确定方法控制功率开关 SW L 的通断, 能够实现光伏并 网逆变器的输出电流控制 为便于式 (18) 中占空比计算的实现, 构建调制波信号 r(t), 且 [0126] 12

10/12 页 [0127] 根据式 (19), 以 r(t) 信号为调制波 控制时间为 T s 的等腰三角波为载波, 即可调 制出式 (18) 所示的占空比函数, 实现对功率开关 SW L 的控制 [0128] 另外, 开关函数 S p1 S p2 S n1 与 S n1 的波形仅与参考电流的方向有关, 即若 i gr (n) 大 于零,S p1 与 S p2 为 1 S n1 与 S n1 为 0 ; 若 i gr (n) 小于零,S p1 与 S p2 为 0 S n1 与 S n1 为 1 由于电 感 L 工作于电流断续模式, 因此,SW p1 SW p2 SW n1 与 SW n1 均实现了零电流导通和关断, 大大降 低了功率开关的损耗 [0129] (5) 单相单级电流型光伏并网逆变器无源元件设计方法 [0130] 1) 电感 L 的设计方法 [0131] 直流侧电感 L 是单相单级电流型光伏并网逆变器设计的关键 为了保障逆变器的 正常运行, 电感 L 的设计要保证其在任何情况下均工作于电流断续模式 [0132] 当电网电压为峰值时, 光伏并网逆变器在一个控制周期内的输出能量最大, 电感 L 在该控制周期内从光伏电池吸收的能量也最大, 若电感 L 的电流在电网电压为峰值的情况 下, 能工作在断续或者断续连续的临界状态, 则可以保证任何情况下的电感电流断续工作 模式 [0133] 设在电网电压处于峰值的控制周期 T s 内, 功率开关 S L 的导通时间为 T on, 功率开关 S L 关断并且电感电流不为零的时间为 T off, 为保证电感电流断续, 应满足 [0134] T on +T off T s (20) [0135] 由于在一个控制周期内电感 L 上的电压平均值为零, 则 [0136] u PV T on = V p T off (21) [0137] 由式 (2021), 可得 [0138] [0139] 在电流断续模式 电网电压处于峰值的控制周期 T s 内, 功率开关 S L 的导通时间 T on 满足 [0140] [0141] 式中,i Lp 为电网电压处于峰值的控制周期 T s 内电感电流峰值, 且 [0142] [0143] 在电网电压处于峰值的控制周期 T s 内, 功率开关 S L 的关断时间 T off 满足 [0144] [0145] 由式 (22-24) 可得 [0146] [0147] 将式 (8) 和 (26) 代入式 (25), 得电感 L 的设计为 [0148] [0149] 式中,u PVm 为光伏电池输出电压 u PV 的最大值 13

11/12 页 [0150] 2) 电容 C f 的设计方法 [0151] 输出滤波器电容 C f 的设计原则为, 功率开关 S L 关断期间, 电感 L 上储存的能量全部转移在电容 C f 内, 因此有 [0152] [0153] 式中,ΔVc 为电容上的电压纹波 [0154] 将式 (27) 代入式 (28), 得 [0155] [0156] 3) 电感 L f 的设计方法 [0157] 电感 L f 的设计原则为, 保证输出滤波器能够滤除注入电网电流的高频开关谐波电流, 设 f c 为输出滤波器的截止频率, 且 f c 远小于开关频率 f s, 则电感 L f 设计为 [0158] [0159] 4) 直流侧电容 C 的设计方法 [0160] 直流侧电容 C 的大小决定了光伏电池工作在最大功率点附近的纹波电压, 光伏并网逆变器允许的纹波电压 ΔV PV 为给定值, 则 [0161] [0162] 式中,f 为电网基波电压频率, 纹波电压 ΔV PV 在光伏并网逆变器设计中作为性能指标给出, 一般取光伏电池在标准情况下的额定输出电压 V PV 的 10% [0163] 以额定输出 760W 的单相单级光伏并网逆变器为例, 说明本发明所提逆变器设计方法 电网电压峰值 V p 为 311V, 基波周期 T 为 20ms, 控制周期 T s 为 100μs [0164] 光伏电池的型号 : 选用无锡尚德公司的电池板, 型号为 STP190S-24/Ad+ ; 参数为 : 开路电压为 45.2V, 短路电流为 5.62A, 最大工作点电压为 36.6V, 最大工作点电流为 5.2A, 在标准情况下的最大功率为 190W ; 用 4 块电池板作两并两串, 光伏电池标准情况下的最大输出功率 P PV 为 760W [0165] 直流电感 L 的取值 : 根据 (27) 式,u PVm 为 73.2V, 计算得出电感 L 的值为 0.14mH, 根据式 (24) 确定饱和电流为 60A [0166] 滤波电容 C f 的取值 : 取电压纹波 ΔV c 为 40V, 根据 (28) 得 C f 为 4.4μF, 额定电压 400V 即可满足要求 [0167] 滤波电感 L f 的取值 : 根据 (30), 取截止频率 f c 为 1kHz, 确定电感值须小于 6.5mH, 选定 L f = 5.0mH [0168] 直流侧电容 C 的取值 : 根据 (31), 取纹波电压为 4V, 得电容 C 的电容值为 4200μF [0169] 以表 1 说明额定输出 760W 的单相单级光伏并网逆变器的元件参数 [0170] 表 1 单相单级光伏并网逆变器主电路元件参数 14

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附图 1/2 页 图 1 图 2 16

附图 2/2 页 图 3 图 4 17