MOSFET栅极驱动电路

概述 : 本文档说明了功率 MOSFET 的栅极驱动电路

目录概述 :... 1 目录... 2 1. 驱动 MOSFET... 3 1.1. 栅极驱动和基极驱动... 3 1.2. MOSFET 的特点... 3 1.2.1. 栅极电荷... 4 1.2.2. 计算 MOSFET 栅极电荷... 4 1.2.3. 栅极充电机理... 5 1.3. 栅极驱动功率... 6 2. MOSFET 栅极驱动电路示例... 7 2.1. 基本驱动电路... 7 2.2. 逻辑驱动... 9 2.3. 驱动电压转换... 10 2.4. 来自半桥或全桥的高位驱动... 11 2.4.1. 使用高压器件和自举电路 ( 如高压 IC)... 11 2.4.2. 脉冲变压器驱动 ( 绝缘开关 )... 12 2.4.3. 使用光电耦合器和浮动电源... 13 3. MOSFET 驱动电路的电源... 14 3.1. 变压器隔离电源... 14 3.2. 自举电路... 14 3.3. 电荷泵... 15 4. MOSFET 驱动电路的注意事项... 16 4.1. 栅极电压 VGS 条件的注意事项... 16 4.2. 栅极电压 峰值电流和驱动损耗... 17 4.3. 栅极电阻器和开关特点... 17 4.4. 栅极驱动的注意事项... 20 4.4.1. 栅极 - 发射极尖峰电压防护... 20 4.4.2. 最佳的栅极电阻器... 20 4.4.3. 栅极故障预防... 21 2 / 24 2017-08-21

1. 驱动 MOSFET 1.1. 栅极驱动和基极驱动常规的双极晶体管是电流驱动器件, 而 MOSFET 是电压驱动器件 图 1.1 所示为双极晶体管 要在集电极中产生电流, 必须在基极端子和发射极端子之间施加电流 图 1.2 所示为 MOSFET, 在栅极端子和源极端子之间施加电压时,MOSFET 在漏极中产生电流 MOSFET 的栅极是一层二氧化硅 由于该栅极与源极隔离, 向栅极端子施加直流电压理论上不会在栅极中产生电流 ( 在栅极充电和放电的瞬态产生的电流除外 ) 实践中, 栅极中会产生几纳安的微弱电流 当栅极端子和源极端子之间无电压时, 由于漏源极阻抗极高, 因此漏极中除泄漏电流之外无电流 基极电流 集电极电流 栅极电压 漏极电流 电流源 电压源 图 1.1 驱动双极晶体管 图 1.2 驱动 MOSFET 1.2. MOSFET 的特点 MOSFET 有以下特点 : 由于 MOSFET 是电压驱动器件, 因此无直流电流流入栅极 要开通 MOSFET, 必须对栅极施加高于额定栅极阈值电压 V th 的电压 处于稳态开启或关断状态时,MOSFET 栅极驱动基本无功耗 通过驱动器输出看到的 MOSFET 栅源电容根据其内部状态而有所不同 MOSFET 通常被用作频率范围从几 khz 到几百 khz 的开关器件 栅极驱动所需的功耗较低是 MOSFET 作为开关器件的优势 此外也提供专为低电压驱动设计的 MOSFET 3 / 24 2017-08-21

1.2.1. 栅极电荷可将 MOSFET 的栅极视为电容 图 1.3 所示为 MOSFET 中的不同电容 除非对栅极输入电容充电, 否则 MOSFET 的栅极电压不会增大, 而且在栅极电压达到栅极阈值电压 Vth 之前,MOSFET 不会开通 MOSFET 的栅极阈值电压 Vth 是在其源极和漏极区域之间产生传导通道所需的最小栅偏压 考虑驱动电路和驱动电流时,MOSFET 的栅极电荷 Qg 比其电容更加重要 图 1.4 所示为增加栅极电压所需的栅极电荷的参数定义 漏极 (D) 栅极电压 米勒期间 栅极 (G) 输入电容 Ciss=Cgd+Cgs 输出电容 Coss=Cds+Cgd 反向传输电容 Crss=Cgd 源极 (S) 漏极电压 图 1.3 MOSFET 中的电容图 1.4 栅极电荷 ( 电阻负载 ) 1.2.2. 计算 MOSFET 栅极电荷 MOSFET 开启期间, 电流流到其栅极, 对栅源电容和栅漏电容充电 图 1.5 显示了栅极电荷的测试电路 图 1.6 显示了对栅极端子施加恒定电流时获得的栅源电压随时间变化的曲线 由于栅电流恒定, 可将时间乘以恒定栅电流 IG, 以栅极电荷 Qg 表示时间轴 ( 栅极电荷的计算公式是 Qg=IG t ) 栅源电压 栅源电荷 Qg(nC) 图 1.5 栅极电荷测试电路 图 1.6 栅极电荷波形 4 / 24 2017-08-21

1.2.3. 栅极充电机理对 MOSFET 施加电压时, 其栅极开始积累电荷 图 1.7 所示为栅极充电电路和栅极充电波形 将 MOSFET 连接到电感负载时, 它会影响与 MOSFET 并联的二极管中的反向恢复电流以及 MOSFET 栅极电压 此处不作解释 在 t0-t1 时间段内, 栅极驱动电路通过栅极串联电阻器 R 对栅源电容 Cgs 和栅漏电容 Cgd 充电, 直到 栅极电压达到其阈值 Vth 由于 Cgs 和 Cgd 是并联充电, 因此满足以下公式 栅极电压 VGS 计算如下 : VGS(t)=VG(1-exp(-t/(R(Cgs+Cgd))) (1) 因此, 用 Vth 取代 VGS(t1), 栅极延迟时间 t 1 结果如下 : t1=r(cgs+cgd) ln (VG/(VG-Vth)) 这说明延迟时间 t1 和 R(Cgs+Cgd) 成正比 在 t1-t2 期间,VGS 超过 Vth, 导致漏极中产生电流, 最终成为主电流 在此期间, 继续对 Cgs 和 Cg 充电 栅极电压上升时, 漏极电流增大 在 t2, 栅极电压达到米勒电压, 在公式 (1) 中用 VGS(pl) 代替 VGS(t2), 可计算出 VGS(pl).t2 在 t0-t1 期间, 延迟时间 t2 和 R(Cgs+Cgd) 成正比 t2=r(cgs+cgd) ln (V G/(VG-VGS(pl))) t2-t1=r(cgs+cgd) ln ((VG-Vth)/(VG-VGS(pl))) 由于在此期间有漏极电流流过,MOSFET 会出现功率损耗 在 t2-t3 期间,VGS(pl) 电压处的 VGS 受米勒效应影响保持恒定 栅极电压保持恒定 在整个主栅电流流 过 MOSFET 时, 漏极电压在 t 3 达到其导通电压 (RDS(ON) ID) 由于在此期间栅极电压保持恒定, 因此驱动电流流向 Cgd 而非 Cgs 在此期间 Cgd(Qdg) 中积累的电荷数等于流向栅电路的电流与电压下降时间 (t3-t2) 的乘积 : Qdg=(VG-VGS(pl))/RG (t3-t2) 因此,t3-t2=QdgRG/(VG-VGS(pl)) 由于在此期间漏极电压持续降低, 而漏极电流保持恒定, 因此 MOSFET 会发生功率损耗 在 t3-t4 期间, 向栅极充电使其达到过饱和状态 对 Cgs 和 Cgd 充电, 直到栅极电压 (VGS) 达到栅极 供电电压 由于开通瞬态已经消失, 在此期间 MOSFET 不会出现开关损耗 5 / 24 2017-08-21

栅极电压 V G( 栅极驱动电压 ) 漏极电流 漏极电压 图 1.7 栅极充电电路和波形 ( 电感负载 ) 6 / 24 2017-08-21

1.3. 栅极驱动功率 MOSFET 栅极驱动电路消耗的功率随着其频率而成比例地增大 本节介绍了栅极驱动电路 ( 图 1.8 中所示 ) 的功耗 MOSFET 图 1.8 MOSFET 驱动电路 图 1.9 栅极电荷的特性 在图 1.8 中, 通过栅极电阻器 R1 在 MOSFET 的栅极端子和源极端子之间施加了栅极脉冲电压 VG 假设 VGS 从 0V 升高至 VG( 图 1.9 为的 10V) VG 足以开通 MOSFET MOSFET 一开始处于关断状态, 在 VGS 从 0V 升高至 VG 时开通 在此瞬态开关期间流过的栅电流计算如下 : ig=(vg-vgs)/rg 因此, 栅源电压计算为 VGS=VG-RG ig 通过对随时间变化的栅电流 ig 求积分, 可以计算出栅极电荷 Qg Qg= igdt 开通期间, 栅极驱动源提供的能量 E 是 : E= vg igdt 其中,VG 是驱动供电电压 由于随时间变化的 VG 和 IG 的积分是 Qgp, E=VG Qgp Qg 和 ig 的关系是 :ig=dqg/dt 因此, 开通期间在 MOSFET 栅极中积累的能量 EG 计算如下 : 栅极电荷是 VGS 在整个 Qg 范围内 ( 从 0 到 Qgp) 的积分, 如图 1.10 中所示 从驱动电源供应的能量减去在栅极中积累的能量可以得出栅极电阻器消耗的能量 关断期间, 在栅极中积累的能量就是栅极电阻器消耗的能量 每个开关事件消耗的能量 E 等于驱动电路供应的能量 将 E 乘以开关频率 fsw, 可计算出栅极驱动电路 PG 的平均功耗 : PG=E fsw=vg QGP fsw 栅极驱动电路的平均功耗 PG 也可用输入电容表示为 PG=E fsw=ciss (VG) 2 fsw 但这样计算得 7 / 24 2017-08-21

出的 PG 值和实际功率损耗有很大出入 这是因为 CISS 包括具有米勒电容的栅漏电容 CGD, 因此是 VDS 的函数, 且栅源电容 CGS 是 VGS 的函数 驱动电路供电能量 开通期间 : 栅极电阻消耗能量 开通期间 : 栅极积聚能量 关断期间 : 栅极电阻消耗能量 图 1.10 MOSFET 栅极损耗 8 / 24 2017-08-21

2. MOSFET 栅极驱动电路示例 MOSFET 驱动电路的基本要求包括能够向栅极施加明显高于 Vth 的电压, 并有为输入电容完全充电的驱动能力 本节说明了 N 通道 MOSFET 的驱动电路示例 2.1. 基本驱动电路图 2.1 所示为 MOSFET 基本驱动电路 在实践中, 设计驱动电路时必须考虑要驱动的 MOSFET 电容及其使用条件 MOSFET 栅极电阻器应选择适当的电阻值, 因为它会影响开关速度, 进而影响 MOSFET 的开关损耗 用于开通 MOSFET 的栅极电压远高于 Vth, 而用于关断 MOSFET 的栅极电压远低于 Vth 可对输入电容进行完全充电的驱动能力 在输入信号开路时, 将栅源电压降至 0V 的电阻器 图 2.1 基本 MOSFET 驱动电路 2.2. 逻辑驱动人们对用于开关应用 ( 负载开关 ) 的 MOSFET 的需求越来越多, 它仅在运行时为电路提供导电路径, 从而降低了电子器件的功耗 目前在很多应用中通过逻辑电路或微控制器直接驱动 MOSFET 图 2.2 所示为用于开通和关断功率继电器的电路示例 由于负载开关的开通和关断时间可能慢至几秒, 可使用小电流驱动 MOSFET 栅极 9 / 24 2017-08-21

功率继电器 MOSFET 图 2.2 通过 MCU 直接驱动 MOSFET 2.3. 驱动电压转换 (1) 驱动电压转换为 15 V 图 2.3 所示为通过数字逻辑驱动 MOSFET 的示例 当在 5V 无法驱动 MOSFET 时, 该电路可升高驱动电压 和栅极电阻器 R3 串联连接的 R2 增大了栅极驱动电阻, 使其难以在饱和模式下驱动 MOSFET 这样一来减慢了 MOSFET 的开关速度, 从而增大了开关损耗 相反, 如果减小 R2, 会使大漏极电流 ID 在 MOSFET 关断期间流至驱动电路, 从而增大驱动电路的功耗 5V 数字逻辑或微控制器 转换为开通 MOSFET 的电压 图 2.3 驱动电压转换 (2) 推挽电路 图 2.3 中所示电路的缺点在于增加数字逻辑的驱动电压会导致驱动电路的功耗增大 通过添加如图 2.4 10 / 24 2017-08-21

所示的推挽电路, 可以解决这一问题 MOSFET 的驱动电流不足时, 也可以使用推挽电路 推挽电路 : 在高频下保持稳定栅极驱动功率小 图 2.4 推挽电路 2.4. 来自半桥或全桥的高位驱动图 2.5 显示了如何在半桥或全桥配置中使用 MOSFET 要开通高位 Q1 的 N 通道 MOSFET, 必须对其栅极端子施加高于源极端子的电压 由于 Q1 源极电压与开通和关断低位 MOSFET Q2 不同, 因此 Q1 和 Q2 无法共用驱动电源的同一根接地线 2.4.1. 使用高压器件和自举电路 ( 如高压 IC) 图 2.5 所示为使用高压器件和自举电路驱动高位器件的电路示例 开关频率受限, 取决于输出电容和电平转换器的损耗 11 / 24 2017-08-21

自举电容器 高压器件 驱动脉冲 图 2.5 高位驱动电路 2.4.2. 脉冲变压器驱动 ( 绝缘开关 ) 使用脉冲变压器时, 无需借助另外的驱动电源 但脉冲变压器在驱动电路功耗方面有一个缺点 脉冲变压器有时用于将 MOSFET 与其驱动器隔离, 从而避免驱动电路受到 MOSFET 故障的影响 图 2.6 显示了简易电路的示例 该电路中齐纳二极管的用途是快速复位脉冲变压器 图 2.7 中所示的电路有一个额外的 PNP 晶体管, 可提升开关性能 图 2.6 栅极驱动变压器电路 图 2.7 提高开关性能 图 2.8 中所示的电路有一个与脉冲变压器串联的电容器, 以便在关断期间向 MOSFET 施加反向偏压, 从而提高开关速度 由于电容器阻断了 DC 偏压, 它还能防止脉冲变压器达到饱和点 12 / 24 2017-08-21

图 2.8 加快 MOSFET 开关速度 2.4.3. 使用光电耦合器和浮动电源光隔离器件 ( 光电耦合器 ) 还用于 MOSFET 栅极驱动 光电耦合器输出需要单独的电源 要使用光电耦合器驱动半桥或全桥的高位, 需要使用浮动电源 应小心注意光电耦合器的速度和驱动能力 东芝提供专为 MOSFET/IGBT 栅极驱动设计的光电耦合器 光电耦合器 浮动式电源 图 2.9 栅极驱动光电耦合器电路 13 / 24 2017-08-21

3. MOSFET 驱动电路的电源 3.1. 变压器隔离电源使用的 H 桥上下桥臂 三相逆变器或类似电路驱动 MOSFET 时, 必须将上下桥臂的电源彼此隔离 图 3.1 显示了使用变压器的电源示例 通过下桥臂驱动的 MOSFET 可使用同一个电源 因此,H 桥需要三个电源, 而三相桥需要四个电源 变压器 输入 三端子调节器 输出 栅极驱动器 输入 三端子调节器 输出 栅极驱动器 图 3.1 变压器隔离电源 3.2. 自举电路可使用由二极管和电容器组成的自举电路代替浮动电源 通过逆变器或类似电路的上下桥臂驱动 MOSFET 时, 可在每个相中使用自举电容器 C( 如图 3.2 所示 ) 代替浮动电源 一开始, 必须开通下桥臂中的器件, 通过虚线突出显示的路径从下桥臂电源为电容器 C 充电 每次下桥臂的 MOSFET 开通时, 通过该路径为电容器 C 充电 由于上桥臂器件的导通周期与电容器 C 中存储的电荷数量有特定关系, 上桥臂的导通周期受限 与输出电压的情况一样, 上桥臂的栅极电压波动使其对噪音很敏感 因此, 在设计上桥臂栅电路时应注意 14 / 24 2017-08-21

栅极 驱动器 输出电压 栅极 开通 驱动器 图 3.2 自举电路 3.3. 电荷泵电荷泵由振荡电路 二极管和电容器组成 电荷泵的每个级可对电容器中存储的电压进行升压 通过上下桥臂驱动 MOSFET 时, 可使用图 3.3 中显示的电荷泵来驱动高位 与自举电路不同的是, 电荷泵对输出器件的占空比没有限制 高侧栅极驱动电路 供电电压 电荷泵 5V 电源 驱动电路 电平位移电路 振荡器 低侧栅极驱动电路 图 3.3 电荷泵 15 / 24 2017-08-21

4. MOSFET 驱动电路的注意事项 4.1. 栅极电压 VGS 条件的注意事项 VGS 对于 MOSFET 栅极驱动非常重要 MOSFET 在线性区 ( 即电压低于夹断电压 ) 中运行时, 其导通电阻较低 因此对于开关应用, 您可以在低 VDS 区中使用 MOSFET 来降低导通电阻 箍断电压 :VDS=VGS-Vth 线性区饱和区击穿区 高 截止区 图 4.1 MOSFET 的工作区 当 MOSFET 的栅极电压 VGS 超过其阈值电压 Vth 时 ( 如图 4.2 所示 ),MOSFET 开通 因此,VGS 必须明显高于 Vth VGS 越高,RDS(ON) 值就越低 温度越高,RDS(ON) 值也就越高 ( 图 4.3) 为了减少损耗, 必须增大 VGS 从而最大限度减小器件在当前使用的电流水平下的电阻 ( 图 4.4) 相反, 高 VGS 值会增大高频开关情况下驱动损耗对总损耗的比率 因此必须选择最佳的 MOSFET 和栅极驱动电压 对东芝的众多功率 MOSFET 而言, 通常建议在 VGS 为 10V 驱动其栅极 东芝的产品系列中还包括用于在 VGS 为 4.5V 时驱动栅极的功率 MOSFET 选择最适合您系统要求的功率 MOSFET 16 / 24 2017-08-21

共源极 脉冲测试 共源极脉冲测试 共源极 脉冲测试 漏极电流 漏源导通电阻 漏源电压 栅源电压 环境温度 栅源电压 图 4.2 ID-VGS 曲线图 4.3 RDS(ON) 和温度图 4.4 VDS-VGS 曲线 4.2. 栅极电压 峰值电流和驱动损耗如第 1.3 节 栅极驱动功率 中所述, 在为 MOSFET 设计驱动电路时, 对栅极输入电容充电的驱动损耗和电流非常重要 由于 Qg= dt, 开关期间的平均栅极尖峰电流 ig(rush) 表示为 : ig(rush)=qg/tsw 驱动损耗可计算如下 : PG=E fsw=vg Qgp fsw 增大栅极电压会降低 RDS(ON), 从而降低稳态损耗 但由于 Q=CV, 因此增大栅极电压会增加 Qg, 从而增大栅电流和驱动损耗 MOSFET 在轻负荷应用中以高频开关时, 栅极驱动损耗会显著影响其总损耗 在设计驱动电路时应注意 4.3. 栅极电阻器和开关特性一般来说,MOSFET 的栅极端子上连接一个电阻器 该栅极电阻器的用途包括抑制尖峰电流并减少输出振铃 较大的栅极电阻器会降低 MOSFET 的开关速度, 从而导致功率损耗增大, 性能降低以及出现潜在的发热问题 相反, 较小的栅极电阻器会提高 MOSFET 的开关速度, 易引发电压尖峰和振荡, 从而造成器件故障和损坏 因此必须通过调节栅极电阻器值来优化 MOSFET 开关速度 栅极上升时间 tg 和栅极电阻器值 RG 的关系如下 : Qg/tg=iG RG=VG/iG 我们使用模拟法考虑图 4.5 中所示电路的 MOSFET 开关波形 为了评估实际电路, 将在模拟电路中插入线路杂散电感 输出振铃的幅度和持续时间取决于杂散电感 17 / 24 2017-08-21

负载电感 杂散电感 MOSFET 图 4.5 开关模拟电路 我们模拟获取图 4.5 中所示电路的关断波形, 将栅极电阻器 R3 更改为 1 10 和 50 图 4.6 显示了模拟结果 如上所述, 减小栅极电阻器值会增大 MOSFET 的开关速度, 而代价是增大了振铃电压 相反, 增大栅极电阻器值会减小振铃电压, 同时降低 MOSFET 的开关速度, 从而增大其开关损耗 这是由于栅极电阻器值和栅极电压限制了 MOSFET 的栅极充电电流 18 / 24 2017-08-21

开关波形 栅极电压波形 开关波形 栅极电压波形 开关波形 栅极电压波形 图 4.6 关断波形 19 / 24 2017-08-21

4.4. 栅极驱动的注意事项 4.4.1. 栅极 - 发射极尖峰电压防护在 MOSFET 的栅极和源极之间添加一个外部齐纳二极管, 可以有效防止发生静电放电和栅极尖峰电压 但要注意, 齐纳二极管的电容可能有轻微的不良影响 MOSFET 图 4.7 栅极尖峰电压的防护 4.4.2. 最佳的栅极电阻器如第 4.3 节 栅极电阻器和开关特性 中所述, 开关速度根据栅极电阻器值而有所不同 增大栅极电阻器值会降低 MOSFET 的开关速度, 并增大其开关损耗 减小栅极电阻器值会增大 MOSFET 的开关速度, 但由于线路杂散电感和其它因素的影响, 可能在其漏极端子和源极端子之间产生了尖峰电压 因此, 必须选择最佳的栅极电阻器 有时会使用不同的栅极电阻器来开通和关断 MOSFET 图 4.8 显示了使用不同的栅极电阻器进行开通和关断的示例 用于开通的栅极电阻器 :R1 用于关断的栅极电阻器 :R2 用于开通的栅极电阻器 :R1 和 R2 并联 用于关断的栅极电阻器 :R2 用于开通的栅极电阻器 :R1 用于关断的栅极电阻器 :R1 和 R2 并联 MOSFET MOSFET MOSFET 图 4.8 栅极电阻器 20 / 24 2017-08-21

4.4.3. 栅极故障预防 MOSFET 的一大问题在于其漏栅电容会导致出现寄生开通 ( 自开通 ) 现象 关断后,MOSFET 的源极和漏极之间形成陡峭的 dv/dt 产生的电流经由漏栅电容流到栅极 导致栅极电阻器中发生的电压降提高栅极电压 该电流计算如下 : idg=cgd dvds/dt 图 4.9 显示了电流通路 如果 dv/dt 的斜率极为陡峭, 则根据栅源电容与栅漏电容的比率为 MOSFET 的栅极施加电压 如果出现这种情况, 可能会发生自开通 如果在二极管反向恢复期间对处于关断状态的 MOSFET 施加快速变化的电压, 也可能发生自开通 有三种方法可以防止出现自开通现象 : (1) 在栅极和源极之间添加一个电容器在栅极和源极之间插入的电容器会吸收因 dv/dt 产生的漏栅电流 该电路如图 4.10 中所示 由于栅源电容器与 Cgs 在 MOSFET 内部并联连接, 因此栅极电荷会增加 如果栅极电压固定, 您可以通过改变栅极电阻器值来保持 MOSFET 的开关速度不变, 但这样会增大消耗的驱动功率 (2) 米勒箝位电路米勒箝位电路利用开关器件使 MOSFET 的栅极与源极之间的通路发生短路 通过在相关 MOSFET 的栅极和源极之间添加另一个 MOSFET 来实现短路 在图 4.11 中, 如果电压降至预定义电压以下, 低于米勒电压, 则通过比较器提供逻辑高, 开通栅极和源极之间的 MOSFET 而这样又会使输出 MOSFET 的栅源通路发生短路, 并抑制通过反馈电容器 Crss 和栅极电阻器的电流导致的栅极电压升高 (3) 可将关断栅极电压驱动到负值, 避免其超过 Vth 但这种方法需要负电源 MOSFET MOSFET MOSFET MOSFET 图 4.9 栅极故障的机理 图 4.10 在栅极和源极之间添加电容器 21 / 24 2017-08-21

MOSFET 图 4.11 米勒箝位电路 我们使用图 4.12 中所示的电路模拟自开通现象 自开通由 idg(dv/dt 电流 ) 和栅极电阻造成, 会导致发生误开通 在反向恢复模式中, 如果 Q2 在电感负载电流通过 Q1 的二极管回流时开通, 电感电流会流过 Q2, 导致相关的二极管关断 我们研究了对关断状态的 MOSFET 施加高 dv/dt 电压时会发生的情况 为促使发生自开通现象, 图 4.12 中只改变了与 Q1 相关的栅极电阻器 R4 图 4.13 显示了无自开通现象的波形, 图 4.14 显示了有自开通现象的波形 MOSFET Q 1 负载电感 MOSFET Q 2 图 4.12 自开通波形的测试电路 22 / 24 2017-08-21

栅极电压和电流波形 栅极电压和 电流波形 流过 Q1 体二极管的 trr 电流 因自开通现象而流过 Q1 的电流 开关波形 开关波形 图 4.13 无自开通的波形 图 4.14 自开通波形 接下来, 如图 4.15 中所示, 我们为图 4.12 中所示电路在 MOSFET Q1 的栅极端子和源极端子之间添加了一个电容器 该电容器的用途是吸收栅电流 (Cgd dvds/dt), 以便降低栅极电阻器产生的栅极电压, 从而降低自开通电压 图 4.16 显示了改进后的波形 由于栅源电容器的添加改变了 MOSFET 开关时间, 应一并调整其电容和栅极电阻 MOSFET 图 4.15 在栅极和源极之间添加电容器 23 / 24 2017-08-21

栅极电压和电流波形 栅源电容 开关波形 栅源电容 图 4.16 改进后的自开通波形 24 / 24 2017-08-21