第 16 卷第 2 期 218 年 3 月 Journal 电源 of Power 学 Supply 报 Vol.16 No2 Mar. 总第 218 76 期 DOI:1.13234/j.issn.295 鄄 285.218.2.124 中图分类号 :TM47 文献标志码 :A 寄生电容对 LLC 谐振变换器的影响分析 俞珊 1, 徐志望 2, 董纪清 3 (1. 福州大学至诚学院, 福州 352;2. 福建睿能科技股份有限公司, 福州 353; 3. 福州大学电气工程与自动化学院, 福州 35116) 摘要 : 在进行 LLC 变换器的设计过程中, 极易忽略寄生电容对变换器的影响 从寄生电容的产生机理出发, 分析了寄生电容对 LLC 变换器工作原理特性的影响 寄生电容的存在不仅影响原边开关管的软开关过程, 而且会使输出电压增益在轻载或空载下出现失真现象 在优化死区时间的基础上, 综合比较已知增益失真解决方案, 提出一种新颖的双滞环自适应 Burst 数字控制方案, 在稳定变换器输出电压的同时, 提升轻载下的变换效率 最后, 通过样机实验验证了所提控制方案的正确性与合理性 关键词 : 寄生电容 ;LLC 变换器 ; 软开关 ; 增益失真 Analysis of Impact of Stray Capacitance on LLC Resonant Converter YU Shan 1, XU Zhiwang 2, DONG Jiqing 3 (1. Zhicheng College,Fuzhou University, Fuzhou 352, China; 2. Fujian Raynen Technology Co., Ltd, Fuzhou 353, China; 3. College of Electrical Engineering and Automation, Fuzhou University, Fuzhou 35116, China) Abstract: It is easy to ignore the impact of stray capacitance on the converter during the design process of an LLC converter. In this paper, the impact of stray capacitance on the working principle of LLC converter is analyzed on the basis of the developing mechanism of stray capacitance. The existence of stray capacitance not only affects the softswitch process of primary switch, but also distorts the output voltage gain under light or no load. Based on the optimization of dead time and compared with the existing solutions to the problem of gain distortion, a novel dual hysteresis adaptive Burst digital control scheme is proposed to improve the conversion efficiency under light load while stabilizing the converter output voltage. Finally, the correctness and feasibility of the proposed control scheme were verified by tests on an experimental prototype. Keywords: stray capacitance; LLC converter; soft 鄄 switch; gain distortion 近年来,LLC 谐振变换器由于具有电路拓扑简洁 可实现功率开关器件的软开关 易于实现磁集成和宽电压范围输入 变换效率和功率密度高等优点, 成为业界的研究热点, 并逐渐被应用于高频高效电能变换场合 随着高频化应用的逐步深入, 传统应用场合中可以被忽略的寄生参数开始参与 LLC 变换器的工收稿日期 :215 鄄 12 鄄 28; 修回日期 :216 鄄 3 鄄 7 基金项目 : 福建省教育厅科技基金资助项目 (JA14356, JA156 22); 福建省自然科学基金资助项目 (214J1178) Project Supported by Science and Technology Foundation of Fu 鄄 jian Provincial Education Department(JA14356, JA15622); Na 鄄 tural Science Foundation of Fujian Province(214J1178) [1] 作过程, 从而影响变换器的性能指标 寄生参数参与 LLC 变换器的工作过程中, 通常伴随着高频谐振现象, 会造成电磁干扰增大 可靠性与电磁兼容性 [2] 降低等不良影响, 甚至会影响变换器的正常工作 设计人员可以通过优化 LLC 变换器高频变压器绕组布局的方式, 充分利用高频变压器漏感作为谐振电感, 从而实现磁集成, 但是往往忽略了绕组分布 [3 鄄 7] 电容对变换器性能的影响 同时, 作为变换器关键元件的功率半导体器件, 如 MOSFET 和二极管等, 由于器件制造工艺的缘故, 也不可避免地存在寄生结电容 在分析这些寄生电容对 LLC 变换器影响的基础上, 可以通过合理控制寄生电容的方法,
第 2 期 俞珊, 等 : 寄生电容对 LLC 谐振变换器的影响分析 125 或者提出一些改进型电路设计方法或控制策略, 避免寄生电容对电路正常运行的不良影响, 从而设计 [8 鄄 9] 出性能优良的 LLC 变换器 本文从高频变压器分布电容的产生机理出发, 在给出功率开关器件结电容的确定方法和高频变压器分布电容的相关改进措施的基础上, 分析了分布电容对 LLC 变换器软开关过程的影响, 并通过 [1 鄄 15] 优化死区时间来提升变换效率 同时, 通过对考虑分布电容的 LLC 变换器的建模与仿真分析, 得到新的输出电压增益表达式与电压增益曲线, 揭示了 LLC 变换器在空载或轻载条件下电压增益失真机理, 并提出一种新颖的双滞环自适应 Burst 控制策略 最后, 本文制作了一台全数字化控制的 LLC 谐振变换器原理样机, 并进行了相关实验验证 1 寄生电容产生机理 假设 LLC 变换器功率电路的寄生电容主要包括 : 功率开关管 S 1 S 2 的输出电容 C 1 C 2, 整流二极管 D 1 D 2 的结电容 C j1 C j2, 以及高频变压器的分布电容 C p C s1 C s2 和 C ps, 如图 1 所示 其中,C p 和 C s1 C s2 分别表示变压器原边和副边绕组的分布电容 ; C ps 是原 副边绕组之间相互作用的电容 高频变压器分布电容是由绕组层间以及匝间的静电场作用得到, 其数值与变压器的结构和材质 绕组布局和绕法有关, 并且和绕组空间中所存 [1] 储的电场能量成正比 研究结果表明, 与层间的电场储能相比, 同一层中相邻匝间的电场储能可以忽略, 因此一般只考虑绕组层间的分布电容 高频变压器原边端口的幅频与相频特性可以通过阻抗分析仪扫频测量得到, 并可在曲线拟合后通过谐振法进行阻抗分析 在分析频段内, 若只出现 1 个谐振点, 则可将绕组等效为一个 R L C 并联的模型 ; 若出现 3 个谐振点, 则可将绕组等效为两级 R L C 并联的形式, 依此类推 变压器原边端口等效模型如图 2 所示 EPR1 EPR2 EPRn Lcal1 Lcal2 Lcaln EPC1 EPC2 EPCn 图 2 变压器原边端口等效模型 Fig.2 Equivalent model of transformer primary port 本文以 PQ26/25 变压器为例进行寄生参数的建模分析 变压器的匝比 N p :N s1 :N s2 =32:2:2, 原边绕组采用.1 mm 3 的多股绞线, 副边绕组采用 12 mm.15 mm 的铜箔, 并按照图 3 所示的绕组分布方式进行绕制 其中, 图 (a) (b) 分别是 U 型与 Z 型两种原边绕组绕法的磁芯截面示意与绕组电压分布 从图 3 可知,U 型绕法简单, 但绕组层间的最大电压差大, 绕组端口等效电容大 ;Z 型绕法稍复杂, 但绕组层间的电压差减小, 绕组端口等效电容 [2] 也较小 采用阻抗分析仪 WK 65B 对上述变压器的 磁芯截面磁芯截面磁芯 Cs2 Cps 骨架 Np Cp Cps Cs1 Ns Uin S1 S2 C1 Cr C2 Lr Cp Lm Cps n:1:1 Ns1 Np Ns2 Cs1 Cs2 Cj1 D1 D2 Cf RL u 3u/4 u/2 u/4 电压分布 h u 3u/4 u/2 u/4 电压分布 h Cj2 (a)u 型绕法 (b)z 型绕法 图 1 考虑分布电容的 LLC 谐振变换器 图 3 变压器采用不同绕法的绕组分布 Fig.1 LLC resonant converter with distributed capacitance Fig.3 Distribution of different types of transformer windings
126 总第 76 期 原边绕组端口进行幅频 相频特性扫描, 并采用两 级模型等效建模计算出相关寄生参数, 如表 1 所 示 通过对图 4 所给出的实测值 计算值的幅频特 性曲线的对比分析, 验证了表 1 中寄生参数数值的 正确性 表 1 变压器原边端口相关寄生参数 Tab.1 Stray parameters of transformer primary port 等效参数 L cal /μh EPC/pF EPR/kΩ 第一级 618.595 6.248 148.849 第二级.558 36.155.774 1 6 C/pF 1 4 1 3 1 2 1 1 1 Ciss Coss Crss 1 2 3 4 5 VDS /V (a)mosfet 1 5 C/pF 1 25 1 4 Z /Ω 1 3 1 1 5 1 15 2 25 3 35 4 45 计算值 VR/V 1 实测值 (b)diode 1 1 1 4 1 1 5 1 1 6 1 1 7 1 1 8 f/hz 图 5 功率半导体寄生电容曲线 图 4 变压器原边端口阻抗幅频特性 Fig.4 Amplitude 鄄 frequency characteristic of transformer primary port impedance Fig.5 Stray capacitance curve of power semiconductor 2 寄生电容对软开关过程的影响 MOSFET 和二极管等功率半导体器件, 由于器件结构与制造工艺的缘故, 不可避免地存在寄生结电容, 其曲线如图 5 所示 功率 MOSFET 通常都采用输入电容 C iss 反馈电容 C rss 和输出电容 C oss 作为衡量 MOSFET 频率特性的参数, 且这些电容并不是定值, 而是随着其外部电路施加给 MOSFET 本身的电压变化的 以 Infineon 公司的 SPP15N6CFD 为例,MOSFET 的寄生结电容随漏源极电压 V DS 变化的曲线, 如图 5(a) 所示 二极管由于存在势垒电容, 其阻抗随着工作频率的增大而降低, 因此存在最高的工作频率, 即截止频率 二极管的结电容呈非线性, 且随着外加反向电压变化而变化 以 ON 公司的肖特基二极管 MBR6L45CTG 为例, 其结电容随反向电压 V R 变化的曲线, 如图 5(b) 所示 肖特基二极管属于表面势垒二极管, 是一种多数载流子导电器件, 其反偏结电容数值不大, 具备良好的频率特性, 适用于工作低压大电流输出的高频应用场合 LLC 变换器受业界青睐的重要原因是, 通过合理的电路与控制参数设计, 变换器可以在全负载范围内实现原边开关管的零电压开通 ZVS(zero volt 鄄 age switching) 在原边开关管 S 1 S 2 切换的死区时间 t d 内, 励磁电流可近似看作一个电流源 I m, 并对原边开关管的输出结电容 C 1 C 2 和等效电容 C eq 进行充放电, 如图 6 所示 忽略变压器原副边之间的寄生电容 C ps, 等效电容 C eq 可近似表示为 C eq 2(C s+c j ) n 2 (1) 式中 :n 为变压器原副边匝比 ;C s 为变压器副边绕组的分布电容, 可以通过阻抗分析仪测量得到 ;C j 为副边整流二极管的结电容, 可以通过查找数据手册, 或如图 5(b) 所示的曲线得到 LLC 变换器要实现原边开关管的零电压开通, 除了在电路参数设计上保证谐振网络呈感性外, 还
第 2 期 俞珊, 等 : 寄生电容对 LLC 谐振变换器的影响分析 127 Cr Lr ic1 C1 + - uds(t) Cr icr Lr Uin(t) Ceq Lm Rac Uin 需要有足够长的死区时间 t d, 来保证励磁电流能够对功率电路的寄生电容实现完全充放电 然而, 死区时间 t d 越大, 通过谐振网络传递功率的有效时间越小 ; 且在相同负载条件下, 功率回路上的电流有效值相应增大, 从而导致原边开关管的导通损耗与变压器的绕组损耗增加 因此, 通过选择合适的死区时间 t d, 可以在实现开关管 ZVS 的同时降低其导通损耗和变压器的绕组损耗, 从而实现变换器效率的最优设计 根据电荷守恒定理和基尔霍夫电流定律,LLC 变换器实现原边开关管 ZVS 所需的最小死区时间 t d 为 图 6 ic2 C2 + - Uin-uds(t) 在死区时间 t d 内 LLC 变换器的等效电路 Fig.6 Equivalent circuit of LLC converter in dead time t d t d = 2C ossu in +2nC eq U o I m (2) 式中 :C eq 为等效电容 ;I m 为励磁电流 ;U in 为变换器输入电压 ;U o 为变换器输出电压 由式 (2) 可知, 等效寄生电容 C eq 的存在影响着控制参数中死区时间的选择, 从而影响变换器的软开关过程 依据输入电压 U in 输出电压 U o 等, 通过合理的电路设计与器件选型, 得到变压器匝比 n 励磁电流 I m 原边开关管结电容 C oss, 再结合通过式 (1) 得到等效电容 C eq, 从而确定合适的死区时间 t d 3 寄生电容对输出电压增益的影响 LLC 变换器中功率器件客观存在的寄生电容, 将导致谐振网络元件参数的改变 对图 1 中考虑寄生电容的 LLC 变换器进行基波近似 FHA(funda 鄄 [1] mental harmonic approximation) 法分析, 其等效电路如图 7 所示 Ceq iceq + - uceq(t) Im 图 7 考虑分布电容的 LLC FHA 等效电路 Fig.7 FHA equivalent circuit of LLC with distributed capacitances 考虑等效分布电容 C eq 的 LLC 变换器输出电压增益表达式为 M = 1 n1+ 1 n k 1-1 f +C 2 n n1-f 2 n 2 + nq nf - 1 n f n 2 姨 式中 :k 为电感系数,k= L m L r 为谐振电感 ;Q 为品质因数,Q= ωl r R ac 效负载 ;f n 为归一化频率,f n = f s f r (3), 其中 L m 为励磁电感,L r 谐振频率 ;C n 为电容归一化系数,C= C eq C r 电容, 其中 R ac 为等,f s 为开关频率,f r 为,C r 为谐振 通过一个仿真实例分析寄生电容 C eq 对输出电压增益的影响 根据经验参数, 等效电容 C eq 一般为皮法数量级, 假设 C eq 为 5 pf, 谐振电容 C r 为 3 nf, 电感系数 k 为 5, 谐振频率 f r 为 15 khz 通过 Mathcad 软件, 得到不同负载品质因数 Q 下的增益曲线 ; 通过 Saber 仿真软件对 LLC 进行小信号仿真分析, 得到的输出电压增益曲线如图 8 所示 由图 8 可知, 由于分布电容的存在, 使 LLC 变换器输出电压增益曲线新增 1 个由谐振电感 L r 和分布电容 C eq 构成的谐振频率点, 从而使得 LLC 在相对高频工作条件下出现输出电压增益失真, 导致在空载或轻载条件下,LLC 变换器会因为没有合适的闭环工作频率点导致其输出电压出现不稳定或过压失控等现象 解决 LLC 变换器在空载或轻载运行时出现输出电压增益失真问题的方法有 4 种 :1 增加假负载使 Q 值增大 Q 值增大, 则 LLC 在运行时所需的开
128 总第 76 期 M M 3. 2.5 2. 1.5 1..5 Q=1 Q=@ 理想.1 1. 1 3. 2.5 2. 1.5 1. 图 8 fs /fr (a)mathcad 仿真 (b)saber 仿真 Q= Q=.1 Q=.2 Q= Q=.1.5 Q=1 Q=.2 Q=@ 理想 1 1 1 fs /khz LLC 输出电压增益仿真曲线 Fig.8 Simulation of LLC output voltage gain curves 关频率被限制在增益失真的频率之前, 从而抑制了寄生电容带来的影响 但该方法并不适用于对待机损耗或者效率变换要求严格的应用场合 2 降低分布电容 C eq 使寄生谐振频率增大 通过合理设计变压器以及器件严格选型, 可以在一定程度上降低分布电容, 但这并不能完全消除分布电容的影响 3 增大电感系数 k 在相同的谐振频率和励磁电感条件下, 增大 k 值, 则谐振电感 L r 会减小, 从而使寄生谐振频率增大 但在需要 LLC 实现宽范围电压输入的应用场合, 磁性元件参数的设计将因此受到较大的限制 4Burst 控制模式 采用在 PWM 型变换器常用的间歇式控制模式, 即 Burst 模式, 如图 9 所示 但该模式存在以下缺陷 : 驱动信号时有时无, 引入了低频分量, 使输出电压纹波较大 ;LLC 变换器若没有引入合适的控制逻辑, 不仅不能提高电路轻载时的变换效率, 反而会导致器件瞬间过流保护, 甚至故障并损坏 针对 LLC 变换器在空载或轻载下存在的输出电压增益失真问题, 文献 [13,14] 提出了一种基于最佳效率点的 Burst 控制方案 该方案在 Burst 控制模式的 T on 时段内, 施加一个通过测试得到的变换器最优效率所对应的固定频率, 以实现 Burst 模式下的效率优化 然而, 在恒定的周期内 T Burst, 当负载加重,T on 会随之增加, 从而导致输出电压纹波变大 文献 [14] 通过保持 Burst 导通时间 T on 恒定, 根据负载大小来调整关断时间 T off, 从而使得输出电压纹波与负载情况无关, 但却不能实现 Burst 工作模式下的效率优化 本文提出一种新颖的双滞环自适应 Burst 控制策略, 如图 9 所示 由图可见, 随着负载电流 I o 降低至 I ob 时,LLC 变换器通过闭环 PFM 控制方式已无法得到合适的闭环工作频率点, 当输出电压 U o 逐步升高至电压纹波要求上限 U om 时, 控制芯片关闭驱动信号 ; 当 U o 逐步降低至 Burst 控制的电压滞环下限 U ol 时, 启动驱动脉冲信号, 施加的开关频率为谐振频率 f r ; 当 U o 升至电压滞环上限 U oh 时, 再次关闭驱动信号 ; 如此往复, 直到负载 I o 增加使得输出电压 U o 降低至电压纹波要求下限 U on, 变换器回到闭环 PFM 控制模式 该控制策略在 Burst 控制模式的 T on 时间内施加谐振频率 f r 的驱动信号, 使 LLC 在每个 Burst 开关周期内只有最先开通的开关管是硬开关开通, 之后的每个开关周期均可实现软开关, 从而实现了效率的优化 ; 同时, 通过采用输出电压纹波双滞环限定逻辑 (U om 圮 U on U oh 圮 U ol ), 可在全负载范围内将输出电压纹波的稳态与动态指标限定在工程要求 Io IoB Uo Uom UoH UoL Uon PWM Ton Toff TBurst t t 4 控制策略与实验验证 闭环 PFM 控制模式 自适应 Burst 控制模式 闭环 PFM 控制模式 t LLC 变换器中功率器件的寄生电容客观存在, 图 9 双滞环自适应 Burst 控制示意 Fig.9 Schematic of dual hysteresis adaptive Burst control
第 2 期 俞珊, 等 : 寄生电容对 LLC 谐振变换器的影响分析 129 范围之内 本文制作完成了一台 24 W 全数字控制半桥 LLC 谐振变换器的样机 样机的基本电气参数如下 : 输入电压 U in 为 35~4 VDC, 额定输出为 12 V/2 A, 谐振频率 f r 为 15 khz, 电感系数 k 为 9, 高频变压器匝比 N p :N s1 :N s2 为 32:2:2, 绕组布局采用 Z 型绕法 样机的关键电路元件型号如表 2 所示 表 2 LLC 样机关键电路元件列表 Tab.2 List of key circuit components in LLC prototype 元件器件型号原边 MOSFET 管 S 1 S 2 SPP15N6CFD 副边整流二极管 D 1 D 2 MBR6L45CTG 谐振电容 C r C823A223J6C45 谐振电感 L r EE16 高频变压器 T1 PQ26/25 数字控制芯片 IC1 dspic33fj16gs52 图 1 给出了 LLC 变换器工作于空载 I o = A 时关键波形 其中, 输出电压纹波 U o 的峰峰值为 16 mv, 满足样机 ±.5% 的电压纹波稳态要求 ir(2 A/ 格 ),Io(1 A/ 格 ) ir Io ΔUo t(ms/ 格 ) 图 1 空载下输出电压纹波波形 Fig.1 Waveform of output voltage ripple under no load 图 11 给出了 LLC 谐振变换器在额定输入电压 U in =4 V 下的效率对比曲线 其中, 针对闭环变频控制和双滞环自适应 Burst 控制两种控制模式在 1% 及以下负载进行效率对比 从图 11 所示的实验结果可知, 通过对死区时间的优化调整,LLC 谐振变换器在全负载范围均可实现高效率 同时, 本文所提出的双滞环自适应 Burst 控制策略, 还可进一步显著提高变换器轻载下的变换效率, 在 2.5% 负载下的效率甚至可达到 9.23% ΔUo(1 mv/ 格 ) η/% 96 94 92 9 死区优化变频控制 88 双滞环自适应 Burst 控制 86 84 82 8 78 2 4 6 8 1 12 14 16 18 2 Io /A 图 11 LLC 变换器样机效率对比 Fig.11 Comparison of efficiency of LLC converter prototype 5 结语 在全面分析研究寄生参数对 LLC 变换器影响的基础上, 通过掌握合理控制寄生参数的方法, 减轻寄生参数对电路正常运行的不良影响 ; 甚至可以充分利用某些寄生参数的固有特性, 设计出性能优良的变换器 参考文献 : [1] 赵志英, 龚春英, 秦海鸿. 高频变压器分布电容的影响因素分析 [J]. 中国电机工程学报, 28, 28(9): 55 鄄 6. Zhao Zhiying, Gong Chunying, Qin Haihong. Effect factors on stray capacitances in high frequency transformers [J]. Proceedings of the CSEE, 28, 28 (9): 55 鄄 6 (in Chine 鄄 se). [2] 董纪清, 陈为, 卢增艺. 开关电源高频变压器电容效应建模与分析 [J]. 中国电机工程学报, 27, 27(31): 121 鄄 126. Dong Jiqing, Chen Wei, Lu Zengyi. Modeling and analysis of capacitive effects in high 鄄 frequency transformer of SMPS [J]. Proceedings of the CSEE, 27, 27(31): 121 鄄 126(in Ch 鄄 inese). [3] 李旭升, 张岱南, 岑凯妮, 等. 磁集成 LLC 谐振变换器的设计 [J]. 磁性材料及器件, 214, 43(4): 44 鄄 48. Li Xusheng, Zhang Dainan, Cen Kaini, et al. Design of magnetically integrated LLC resonant converter[j]. Joural of Magnetic Materials and Devices, 214, 43(4): 44 鄄 48(in Ch 鄄 inese). [4] Kang B G, Park C S, Chung S K. Integrated transformer using magnetic sheet for LLC resonant converter[j]. Elect 鄄
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