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坊耿
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1 ` 针对 ISL6752 ISL6753 ZVS 全桥控制器的设计应用笔记 2006 年 8 月 15 日 AN 前言 ZVS( 零电压开关 ) 全桥拓扑已经出现多年, 并且已成为业界主流这种结构的主要缺点就是需要一个附加的特定波形发生器来生成正确的栅极驱动信号使用 Intersil 公司的 ISL6752 和 ISL6753 等器件, 就可以克服上述缺点使用这些器件, 不仅可以使设计人员简化 ZVS 全桥控制器的设计, 还可以带来额外的好处适用范围本文提供了在使用 ISL6752 和 ISL6753 等器件设计 ZVS 全桥结构时的一些有用信息和技巧, 这些技巧包括设置谐振时间和同步整流器时序更多有用信息, 请参阅应用笔记 AN1002 和 AN1246 谐振时间和能量对 ZVS 全桥结构进行的关键操作之一就是基于谐振时间要求来设置打开下 MOSFET 管的延时这个操作可以通过调节该 IC 上的 RESDEL 管脚上的电压来实现在初始时刻, 在变换器上电之前, 将 RESDEL 管脚上的电压设置为 1.8V, 这样就在上 MOSFET 管关断与下 MOSFET 管打开之间设置了较大的延时推荐在这个过程中, 禁用同步整流器禁用的方法, 参见第三页的同步整流器一节上述调整步骤完成后, 缓慢增加 ZVS 全桥的供电电压, 保持负载处于最小的电流状态同时监测上 MOSFET 管的栅 - 源压降和对角位置的下 MOSFET 的栅 - 源漏 - 源压降图 1 给出了 ZVS 全桥上的电压波形

2 Upper MOSFET: 上 MOSFET Lower MOSFET: 下 MOSFET( 这里的上下是对角的译注 ) Lower MOSFET D-S voltage: 下 MOSFET 的 D-S 压降 Resonant Delay: 谐振延时 Resonant Cycle: 谐振周波 On: 开 Off: 关 Time : 时间图 1 谐振延时和转换下 MOSFET 管上的漏 - 源之间的压降波形应该能够清楚的看出谐振周波, 下 MOSFET 管打开的时间故意滞后于谐振过渡的时段如果没有看到谐振周波, 略微增大负载电流谐振是由于变压器的漏感和漏源寄生电容导致的该电容取决于 MOSFET 的电容大小谐振周波的幅度取决于负载和存贮于漏感能量大小图 2 给出了不同负载大小对谐振周波幅度的影响

3 Lower MOSFET D-S voltage: 下 MOSFET 的 D-S 压降 Increasing Load: 负载增大 Time: 时间图 2 增加负载后的谐振周波随着负载的增大, 会有更多的能量对电容进行充放电, 这样就会存在一个点, 在该点处下 MOSFET 管的漏 - 源压降达到 0V 这就是实现 ZVS 临界负载当负载进一步增大的时候, 电流就开始流经 MOSFET 管的体内二极管, 从而钳位在电路的地电平上图 3 表明了当存在过多的 ZVS 负载电流的时候, 对谐振周波幅度的影响下 MOSFET 管的漏 - 源极压降波形, 在谐振周期内接近 0V 的附近展宽 Lower MOSFET D-S voltage: 下 MOSFET 的 D-S 压降 Increasing Load: 负载增大 Time: 时间 Body Diode Conducting: 体二极管导通图 3 超过临界负载时的谐振周波在体二极管导通的这个时间段内, 多余的能量返回至源极, 但是会在体二极管内有耗散谐振电流流经内部的体二极管, 在电流反向的时候会表现出反向恢复的特性理想的情况是, 谐振能量尽可能的大, 这样就使得最小 ZVS 负载电流尽可能的小但是, 一旦超过最小 ZVS 负载电流, 多余的谐振能量就会带来不利因素, 并不需要多余的能量谐振电流可以大到能够影响电流传感信号的程度, 表现为上升电流毛刺, 但是进一步观测表明, 这个毛刺信号是正弦型的, 而不是一个毛刺尖峰已经开发出了相应的电路来调整存贮的能量大小以避免能量浪费并且减少循环电流 ( 简称环流 ) 看待这个谐振周波另外一种方式, 就是这种行为与传统全桥中 MOSFET 管关断时, 泄漏电感与寄生电容所形成的振荡现象非常相似不同之处在于, 变压器原边被上 MOSFET 管钳位, 因此振荡出现在晶体管打开的时刻而不是关断的时刻

4 谐振延时调节可以通过电位器改变 IC 上的 RESDEl 管脚的电压来调节谐振延时降低该电压会减小定时波形的谐振延时理想的情况下, 应当将谐振延时设置成 : 使得在谐振周波的最低点时, 打开下 MOSFET 管, 从而使其漏 - 源极电压最小这个谐振延时称为谐振转换, 如图 4 所示 Upper MOSFET: 上 MOSFET Lower MOSFET: 下 MOSFET Lower MOSFET D-S voltage: 下 MOSFET 的 D-S 压降 Resonant Delay: 谐振延时 Resonant Transition: 谐振转换 On: 开 Off: 关 Time : 时间图 4 谐振延时调节在最小谐振电压时打开晶体管, 可以保证 ZVS 变换器所需负载电流最小但是, 如果负载增大, 就会出现显著的谐振能量, 体二极管正向压降会导致额外损耗, 如图 5 所示

5 Lower MOSFET: 下 MOSFET Lower MOSFET D-S voltage: 下 MOSFET 的 D-S 压降 Resonant Transition: 谐振转换 On: 开 Off: 关 Time : 时间 Body Diode Conducting: 体二极管导通 MOSFET Channel Conducting:MOSFET 沟道开通图 5 大于临界电流时的谐振周波体二极管在谐振周期的前段时间内一直导通, 直至下 MOSFET 管打开为止自此谐振电流能够流经 MOSFET 的沟道只要 MOSFET 管的 I RDSON 压降小于体二极管的正向压降, 二极管就不会导通即使下 MOSFET 管打开, 电流也不会立即改变极性电流变化的速率取决于供电电压与漏感的比值, 即 di dt = V / L 如果功耗或者谐振电流成了问题, 可以采用两种方法来处理一个是, 尽快打开下 MOSFET 管, 尽快赶上谐振的边沿此法虽然减小了体二极管的导通时间, 但会增大变换器实现完全 ZVS 的临界负载另一个方法, 通过降低漏感或者寄生电容, 来降低谐振频率这种方法可以减小续流二极管的导通时间, 还可以减小最大占空比时谐振周期所占的时间一般倾向于降容降感会减小存贮能量, 也提高了完全 ZVS 的临界负载开关损耗和 EMC

6 在传统的全桥结构中,MOSFET 管中的功率损失主要是由于开关损耗和导通损耗两方面造成一般来说, 设计人员会通过尽可能快速的打开或者关断 MOSFET 管来减少开关损失这样做会引起更大的由于漏 - 源极之间的快速跳变的电应力引起的开关噪声, 导致 EMC 问题在 ZVS 全桥结构中, 这不是主要问题在负载大于临界值的时候, 下 MOSFET 管的功率损耗主要是导通损耗然而, 随着负载电流的减小, 开关损失会占主要作用, 而导通损失会减小甚至当 ZVS 全桥工作于临界电流以下时, 开关损失也不会引起太大的问题, 如同传统全桥结构那样设计人员可以灵活选择慢速打开下 MOSFET 管图 6 给出了负载小于临界值时的下 MOSFET 管的打开情况 Lower MOSFET D-S voltage: 下 MOSFET 的 D-S 压降 Resonant Transition: 谐振转换 Time : 时间 Turn-on of lower MOSFET: 打开下 MOSFET 管图 6 下 MOSFET 管的硬开关如果谐振周期很短或 MOSFET 管打开很慢的话, 可能很难看出来谐振周期在什么时候结束和下 MOSFET 管在什么时候打开缓慢改变负载大小, 这两种情况应可以分辨出来采用 ISL6752 或 ISL6753 构成的 ZVS 全桥结构的独一无二的优点就是, 上 MOSFET 管始终处于零电压开关状态, 因为内部的体二极管在 MOSFET 管打开之前就开始导通这是由于惯性电流 ( 续流 ) 在上 MOSFET 管中进行循环的缘故但是, 上管还承担原边开关电流和部分或者全部的原边惯性电流因此, 高于临界负载时, 上 MOSFET 管的总功率损耗要比下 MOSFET 管大通常情况下, 类似于下 MOSFET 管, 会在 R 与 MOSFET 的电容之间取一个折衷对于上 MOSFET 管 DS ON 来说, 可以采用低的 R, 以保持导通损失尽可能的低, 因为没有开关损耗还有, 因 DS ON 为这种结构通常应用于大功率情况下, 器件的封装形式采用 TO-220 和 TO-247 封装器件的金属片 ( 连接至漏极 ) 可以直接安装散热片, 而不引起任何 EMC 问题, 这是因为该漏极接平稳直流电压而下 MOSFET 管就不具有这样的优点, 因为金属片电威尔在电源两轨之间快速变坏一般很难看见上 MOSFET 管比下 MOSFET 管大的情况唯一的缺点是低 R 的下 MOSFET 管具有更大的电容, 会使得临界电流和谐振周期都增大 DS ON

7 上 MOSFET 管的体二极管只在上管状态变换之前保持导通, 之后电流流经 MOSFET 沟道不管是上 MOSFET 管还是下 MOSFET 管, 续流二极管能否反向恢复是一个问题, 有几种方案可供考虑一个方案是优化体二极管性能例如, 国际整流器公司 (International Rectifier) 的产品 IRF840LC 就比标准的 IRF840 具有更低的二极管电荷另一个方案是降低 MOSFET 管的导通电阻 R, 但是这样会增大谐振的时间和谐振的电容英飞凌 (Infineon) 公司的 DS ON CoolMOS TM, 相同的基片大小, 导通电阻 R 为标准 MOSFET 管的四分之一, 同时具有相同的电容这些器件会显著降低功率损耗, 同时对电路几乎没有影响 DS ON 一般来说,ZVS 全桥结构具有的另外一个优点就是波形比较干净不需要缓冲电路来阻尼 MOSFET 管关断时初级变压器上引起的振荡电压相反, 波形具有与谐振转换一样的正弦边沿漏 - 源极之间的电压变化速率 dv/dt 小于传统的硬开关的全桥拓扑由于漏感不是问题 ( 恰好需要利用 ), 原 - 副边绕组间距可以增大, 来减小原 - 副边之间的分布电容这样做也会降低流经变压器的共模电流一般来说,ZVS 全桥的 EMC 噪声要远远小于传统全桥结构的噪声同步整流器一旦谐振延时调整完毕, 就可以考虑同步整流时序了相对于桥路中的 MOSFET 管的驱动信号, ISL6572 可以使得同步整流器的信号超前或者滞后这样就能够灵活调节时序, 但是, 为工作单元设置合适的时序是很困难的同步整流器打开太早或者关断太迟,MOSFET 管都会将变压器的副边短路短路会在初级线圈中引起很大的电流尖峰, 会对电流检测电路造成影响如果重叠的时间足够大, 变换器会过流烧毁为了避免这样的问题, 按照下面的步骤, 设计人员就能够实现在同步整流器工作时, 不会引起逆变器的潜在问题第一步就是对同步整流器电路进行下面的改动

8 Current Synchronous Rectifier Circuit: 当前的同步整流器电路 MOSFET Driver:MOSFET 管驱动器 MOSFET Synchronous Rectifier: MOSFET 同步整流器 Modified Synchronous Rectifier Circuit: 改动后的同步整流器电路图 7 改动后的同步整流器电路将 MOSFET 管的驱动信号断开, 这样一来,MOSFET 管工作于标准的整流器状态, 只使用内部的续流二极管在驱动器的输出端增加一个电容, 来模拟同步整流器的栅极负载电容的大小应该等于总栅极电荷除以最大的栅极驱动电压可以在 MOSFET 的厂家提供的数据手册中查到其总栅极电荷的大小将 MOSFET 管的栅极短接至地, 这样该 MOSFET 管保持关断状态, 电流只流经内部的续流二极管快速升高漏 - 源的电压, 由于米勒电容, 会使得 MOSFET 管打开将栅 - 源短接, 能够防止这样的事情发生对于全部同步整流管做上述处理, 输出就会像标准整流器的输出一样, 二极管具有大量反向恢复电荷可能需要跨接二极管两端的 R-C 缓冲器, 阻尼电压振荡一旦上述步骤完成, 将变换器上电, 使之具有较小的负载, 观察 MOSFET 管的输出驱动信号波形和 MOSFET 管的 D-S 之间的压降驱动同步整流器中的 MOSFET 管的一个基本概念, 就是在续流二极管导通之后打开 MOSFET 管, 而在 MOSFET 管中的电流开始反向之前关闭 MOSFET 管通过这个过程, 可以很容易发现驱动信号的问题, 并在重新连接同步整流器之前改正存在的问题要求的波形如图 8 所示

9 MOSFET Driver Ouput:MOSFET 管驱动输出 MOSFET D-S Voltage:MOSFET 管 D-S 压降 Trun On Delay: 打开延时 Turn Off Delay: 关断延时 Body Diode Conducting: 续流二极管导通 Time: 时间图 8 波形时序的设置开始的时候, 全负载下, 打开延时和关断延时应该设置成 100ns ISL6752 的时序允许桥路 MOSFET 管与同步整流器超前或者滞后这种时序调整, 使得打开沿与关断沿同步移动大多数类似的设计都要求一个沿通过一个 RCD 网络来进行延时, 这样一来, 该延时的大小可以精确调整这样的电路如图 9 所示 From ISL6752: 来自于 ISL6752 Sync Rect: 同步整流器图 9 R-C-D 网络该电路接收来自于 ISL6752 的 OUTLLN 或者 OUTLRN 的同步整流器信号通过 VADJ 来调整时序,

10 以达到正确的打开延时然后调整 RC 网络以达到合理的关断延时一旦完成这些工作, 可以解除栅 - 源短接, 将 MOSFET 管连接至驱动器上这种对同步整流器初始上电的方法, 可以免去不必要的调试时间一旦 ZVS 全桥上电后, 就可以看到如图 10 所示的同步整流器波形 MOSFET Driver Ouput:MOSFET 管驱动输出 MOSFET D-S Voltage:MOSFET 管 D-S 压降 Trun On Delay: 打开延时 Turn Off Delay: 关断延时 Body Diode Conducting: 续流二极管导通 Time: 时间 MOSFET Channel Conducting:MOSFET 管通道导通图 10 同步整流器的时序波形图中表明内部续流二极管在 MOSFET 管打开之前和之后都是导通的, 电流在 MOSFET 管打开时, 流经 MOSFET 管由于同步整流器, 逆变器的效率直接与续流二极管的导通时间有关降低这个导通时间能够显著提升逆变器的效率但是, 降低这个导通时间不是没有风险的在改变传输线和载荷的时候, 要仔细检查这个时序例如, 当载荷发生变化的时候, 由于泄漏电感和导线感应的电压与负载大小无关, 电流的上升下降的速率 (di/dt) 不变因此, 满负载的时候, 就比轻负载的时候需要更多的时间来进行电流转换需要根据最坏的情况来调节时序因为温度也会影响同步整流器的开关特性, 故应该在整个工作温度范围内对时序进行校验如果可变因素太多, 应该考虑不同的驱动策略其中的一个方法是, 直到一个 MOSFET 管上的变压器电压上升之后才打开另一个 MOSFET 管可以采用晶体管打开自驱动策略, 但是得采用

11 本文介绍的关断技术另一个可行的方案是采用饱和铁芯, 串接在 MOSFET 管的漏极或者次级绕组上像东芝公司的 SPIKE KILLER 这样的饱和铁芯就可以满足需求该铁芯能够阻止同步整流器重叠时间内的电流, 防止交叉导通 ( 直通 ) 温度也会对时序造成影响 ISL6752 有两个通道来驱动 MOSFET 管, 一个是驱动初级侧的 MOSFET 管, 另一个是通过同步整流器两个通道具有不同的传播延时, 同时延时也会随着温度而变化甚至 ISL6752 本身有较大的延时变化上述问题, 可以将 ISL6752 的 VADJ 的一个分压电阻换成热敏电阻来解决这样就可以根据温度的变化来改变延时如果采用图 9 所示的 R-C-D 网络, 可以将 R-C-D 网络中的电阻换成热敏电阻, 来完成根据温度的变化改变延时的功能还有, 就是用来设置时序的元器件的差异性问题解决方法就是采用容差小的器件在弄清所有这些问题之后, 对于保守的设计来说, 打开延时和关断延时最短不能低于 50ns 试图缩小这个延时会显著提升效率, 但是会有重叠导通和直通的风险整流器输出并不是所有的设计都需要同步整流,ISL6753 就是基于这样的考虑而研发的采用当今具有低导通电阻 R 的 MOSFET 管, 同步整流器的实际输出可达 15V 对于更高的输出电压, 性 DS ON 能的提升不及成本和复杂度的提升随着 MOSFET 技术的发展, 对电压的限制也改进了传统的整流器输出有自己的一些挑战, 在设计整流器的输出级的时候可以选择的肖特基二极管, 这些二极管典型的正向压降为 0.3V, 而标准 PN 结的正向压降则为 0.7V 这个特性在大电流输出的时候对损耗影响非常显著但是, 当今的肖特基二极管的反向击穿电压最大为 200V, 而且, 在大电流的时候, 不推荐使用 150V 或者具有更高标称电压的肖特基二极管肖特基二极管具有一个与肖特基载体并行的 PN 结的保护环状结构, 在正常的工作条件下,PN 结处于非活动状态但是, 具有高击穿电压的器件的掺杂浓度一般较低, 就导致需要更高的正向电压来使得肖特基二极管导通另外, 低浓度的掺杂使得体电阻在大电流的时候更高, 这样一来, 压降 IR 会变得更加严重这样就导致 PN 结变成大电流下正向偏置, 二极管会具有反向恢复电荷的特性如果只能选择 PN 结二极管, 那么推荐选择具有最低的反向恢复电荷和最低的额定电压的二极管对于给定的 PN 结二极管系列, 存贮电荷的数量与标称反向电压成正比不管选择什么样的整流器, 器件都需要电压缓冲网络其中一个方法就是在二极管两端使用 R-C 网络当二极管两端的电压反向的时候, 由于二极管的寄生电容与变压器的漏感和其他寄生电感一起谐振, 二极管两端的电压会发生振荡在二极管两端并联一个串联 R-C 网络会改变谐振电路的特性, 如图 11 所示

12 TRANSFORMER: 变压器 OUTPUT RECTIFIER: 输出整流器图 11 R-C 缓冲电路 R-C 缓冲器旨在使 CS 比二极管的平均电容 CD 大 2 至 10 倍这能有效的淹没电路中 CD 的作用 RS 的大小设置为的 2 至 5 倍, 可以阻滞二极管的电压 L 可以通过 CD 和 CS 的谐振频率来确定使用缓冲是个良好的开端, 但是要避免下述陷阱如果 CS 很小,R-C 缓冲器几乎没有作用如果 CS 很大, 就会有很大的电流尖峰来对电容 CS 进行充放电, 在电流开关波形上表现为初始的电流尖峰, 会导致变换器不能正常工作如果改变 CS 的大小,RS 的大小也应该作相应的改变如果 RS 很小, 阻尼的作用就很小, 谐振频率会主要取决于 CD+CS 的大小如果 RS 很大,R-C 缓冲器几乎没有作用, 谐振频率会只取决于 CD 的大小缓冲器上消耗的功率直接正比于开关频率的大小和 CS 的大小如果采用 PN 结二极管, 就会有反向恢复电荷引起的附加影响, 要求缓冲器具有更大的阻尼能力缓冲输出整流器的另外一个方法就是采用饱和铁芯的办法, 该方法在应用笔记 AN1246 中有详细说明传统整流器输出的另外一个主要问题就是在输出电流很小时, 电感电流变得不连续在输出电流降至电感纹波电流的一半以下时就会发生这样的情况在这样的模式下, 逆变器具有 3 种工作模式 :Ton, 对输出电感充电,Toff, 对输出电感放电, 和 Trelax, 此时输出电感的电流为零如图 12 所示

13 Output Inductor Current: 输出电感电流 Time: 时间 Switching Frequency: 开关频率图 12 不连续导通模式在这种模式下,VOUT 不再具有如式 1 所示的连续导通模式 (CCM) 那样简单的关系了相反, 这个基于能量的关系变得很复杂导通时间 Ton 是负载电流输出电感输入电压输出电压和开关频率的函数由于逆变器的传递函数发生了变化, 会产生一些独特的问题通常逆变器的设计会假设工作于连续导通模式 (CCM) 下对稳定性进行补偿如果逆变器变得不连续工作, 由于传递函数的变化, 逆变器就有可能变得不稳定仔细控制环路补偿设计可以避免这样问题在非连续导通模式 (DCM) 下, 随着输出电流的减小, 导通时间 Ton 也会缩短这样就会存在一点, 在该点处, 所要求的 Ton 会小于 PWM 控制器所能提供的最小导通时间在这样的情况下, 就会发生跳脉冲现象由于最短的输出脉冲超过了所需要的脉冲宽度, 下一个开关周期占空比为零, 这样从长期看, 平均占空仍然是正确的尽管输出仍是稳压的的, 但是输出纹波性能会恶化有几种方法来减轻这样的问题, 使逆变器在低输出电流的时候保持工作于 CCM 模式下防止工作于 DCM 模式下的一个方法就是在输出端接假负载电阻阻, 使得当逆变器工作于最小负载的时候, 假负载流过足够的电流来保持 CCM 工作模式为了提升效率, 可以只在负载较小的时候激活假负载如果不要求完美, 这是一个很有效的办法更好的办法就是采用像波莫合金 (MPP) 这样的电感铁芯材料, 或者采用步进空隙的电感, 使得电感随负载非线性变化所需的特性就是随着负载电流的减小, 让电感增加使用 MPP 铁芯材料设计的电感, 在 0A 电流时的电感是正常工作电流时的电感的 3 倍这样, 就能将电感非连续工作的最小负载降低三分之一步进空隙的电感设计, 中柱截面上的气隙是呈阶梯变化, 这样就能有效地控制电感与电流的函数关系类似于使用 MPP, 电感在轻载下具有更大的电感具有这样性能的电感通常称为变感扼流圈

14 效率采用 ZVS 的结构确实能够减小开关损耗, 但是只对初级侧 MOSFET 管起作用对于高输入电压的设计来说, 这一点是很重要的而且不需要初级侧的缓冲器变压器的泄漏电感被钳位, 在阻尼振荡方面没有能量损失, 或者不消耗额外的能量然而,ZVS 也有一些缺点, 部分缺点如下 : 初级电流需要承载续流和开关电流, 变压器初级绕组截面必须足够增大以处理附加的 RMS 电流某个上 MOSFET 管的体二级管一直是续流通路对于高压设计来说, 这不会引起问题, 因为在典型的设计中, 内部续流二极管的正向压降与上 MOSFET 管的压降大小相当但是对于低输入电压的设计来说, 这会引起问题, 较大的初级电流导致体二极管的正向压降相对于供电电压来说很大谐振时间减小了允许的最大占宽比因为这一点, 必须减小初次级匝比, 以便在全输入电压范围来保持输出电压能稳定在额定值在给定负载下, 如果匝数比减小的话, 初级侧的电流会增大所有这些特性都会使效率降低即使桥路中的 MOSFET 管没有开关损失, 实际工作中对工作频率也会有限制随着工作频率的升高, 谐振时间占最大占宽比的比例会越来越显著为了补偿这一点, 初级 - 次级线圈的匝数比必须降低, 因而初级电流会增大初级侧的 MOSFET 管的导通损失增大, 会降低 ZVS 逆变器的节能效果降低谐振时间的可行方法是, 在 MOSFET 管的漏极串接一个肖特基二极管, 同时采用超快恢复二极管作为新的续流二极管来旁路原来的续流二极管这样能使得谐振时间降低至原来的十分之一, 实际上, 已经开发出了 1MHz 的 ZVS 全桥但是, 磁场元件工作于高频时也会有问题一般情况下, 随着工作频率的升高, 磁性元件的尺寸会减小, 但是, 涡流 [1] 和铁损会变大, 从而需要增大变压器的尺寸来补偿如果采用饱和铁芯来调整次级电流的话, 对频率可超过 150KHz 至 200KHz 如果采用同步整流器, 随着频率的升高, 性能提升会打折扣有固定的最小打开, 关断时间延时, 即最短的体二极管的导通时间随着频率的升高, 体二极管导通的时间保持不变, 但是 MOSFET 通道导通时间会减小结果就是 MOSFET 管通道导通占空比随着频率升高而变短, 导致同步整流器的效果变差 [2,3] 综合上面的所有问题,ZVS 全桥实际的工作频率限制在 150KHz 至 400KHz 不同的全桥 ZVS 算法的比较本文讨论了 ZVS 全桥的一种类型, 即电流在上 MOSFET 管续流还有其他类型的 ZVS 全桥结构, 即大家周知的移相 ZVS 全桥电路在这种结构中, 续流电流要么片在上臂, 要么在下臂

15 流过在移相算法中,MOSFET 管的驱动信号始终是 50% 占宽比, 但是左臂与右臂的相位差决定了施加在主变压器上的电压占空比关于 ZVS 移相设计的详细信息, 请参见应用笔记 AN9506 下面列出了移相 ZVS 全桥的一些优点 : 续流电流始终流经 MOSFET 通道, 而 675X 控制的 ZVS 电路则流经体二极管假设由于产生的压降小于续流二极管的正向压降, 移相算法对于低输入电压的设计来说有优势由于栅极驱动信号始终是 50% 占空比 ( 非 PWM), 栅极驱动变压器就很容易设计对于 PWM 栅极驱动信号, 在变压器上始终存在电压振铃的问题, 振铃会在错误的时间打开 MOSFET 管移相 ZVS 全桥结构的缺点 : 由于调制是与相位相关的, 对于移相 ZVS 的全桥结构的 MOSFET 管驱动信号控制逻辑, 就更复杂这里讨论的 ZVS 全桥结构 (675X), 自由回流电流流经上 MOSFET 管由于上 MOSFET 管承担开关电流和自由回流电流, 因此上 MOSFET 管要比下管消耗更多的能量由于额外的能量在上 MOSFET 管, 因此器件的散热很容易, 可以直接将器件安装在散热片上, 而不会产生 EMI 对于这两种类型的全桥结构, 可对电路进行一些附加的改进, 以克服一些缺陷这些改进的一些小例子列在下面 : 在变压器的原边串接一个附加的电感, 相当于增大泄感这样有利于优化临界电流在变压器的原边串接一个饱和电感, 以增大零电压变换时的漏感在变压器的原边串接一个附加的电感和电容使其谐振于开关频率上以形成 ZVS 和 ZCS ( 零电流开关 ) 谐振变换布线指南与其它开关电源控制芯片一样,ISL6752 与 ISL6753 及其相关的电路的布线, 需要好的布线指南最常见的错误就是采用地平面, 期望所有由于布线产生的噪声问题都能够解决有时候这并不一定正确由于额外的中间层, 不仅会使噪声更加严重, 而且会使 ZVS 全桥电路产生附加的电容, 从而增加 ZVS 临界电流, 而且会增加印刷电路板的成本图 13 给出了一个示例电路, 电路中地线是一个大的地平面

16 DRIVER: 驱动器 GROUND PLANE: 地平面图 13 具有地平面的布线 VBULK 为 ZVS 全桥主电路供电,Q 为其中的一个下 MOSFET 管 VCC 为 U1 和 U2 供电, 本例子中 U1 为 ISL6752 PWM,U2 为通用 MOSFET 驱动芯片实际情况中, 地平面上仍然会存在一点电阻和电感需要记住的是, 地平面上流过的是脉动的电流, 而且由于趋肤效应会引起地平面的交流电阻图 14 给出了电流从 ZVS 全桥流经时的等效电路图 DRIVER: 驱动器 SWITCH CURRENT: 开关电流图 14 等效的 R 与 L 每次 Q 打开的时候, 就会有一个脉冲电流从 MOSFET 管流经地平面返回至 VBULK 电源, 产生一个电压毛刺, 会影响模拟电路 U1 即使将 VBULK 电源移至紧邻 MOSFET 管, 也会通过地平面产生一些影响当 Q 不断的开关的时候, 地平面就等效为一系列 R 和 L 的阵列从另外的角度来看, 由于 MOSFET 管 (Q) 的开关动作所产生的脉冲电流, 就像在一个水池中扔入一块石头那样脉冲产生的水波就是电子噪声即使对噪声敏感的电路距离很远, 这个纹波仍然能够达到敏感电路那里一般来说, 在布线糟糕的情况下, 使用地平面比使用单根的地线要好一些, 因为地平面的等效阻抗更低一些, 但这并不是好的设计经验这就是为什么引入地平面会看起来有助于解决噪声问题, 但是正确连接布线会更好的原因更好的方法就是如图 15 那样连接线路, 使得 U1 的地不与大电流的地有公共部分

17 DRIVER: 驱动器 SWITCH CURRENT: 开关电流图 15 分离大电流通路直接在 MOSFET 的源极与大电源 VBULK 之间连线, 而不让开关电流流经地平面, 这样就允许开关电流直接从 MOSFET 管 (Q) 流至 VBULK 的电源, 而不影响 U1 必须将驱动器的地层直接连接至 MOSFET 管 (Q) 的源极上, 因为当驱动器对 MOSFET 管放电的时候会产生电流尖峰当驱动器对 MOSFET 管的电容进行充电的时候, 也会产生向电源正极方向的电流尖峰但是, 由于驱动器的退藕电容 ( 接在正电源管脚与驱动器返回管脚之间的电容 ) 会使得电流在驱动器与解藕电容之间回流, 因此这个正向电流尖峰不会对其它电路造成影响因此, 驱动器的供电电源正端不必直接连接至 VCC 来旁路电路 U1 VBULK 的返回端与 VCC 的返回端之间的连接, 用于保持直流的参考电位, 理论上讲, 它们之间没有电流流过第一眼就能够看出来, 在 U1 与 U2 的返回端之间的噪声也可能引起问题事实的确如此, 因为, 流经 MOSFET 管与 Bulk 电源之间的电流会产生电压毛刺当 U2 对 MOSFET 管的栅极电容进行充电的时候, 这种情况也成立但是,U1 与 U2 之间的信号不是模拟信号而是数字信号, 可以容忍较大的噪声水平, 而不会影响 U1 与 U2 的行为连接模拟电路 U1 的时候, 应该特别的小心仔细像 U1 这样的 PWM IC 含有用于调节的参考电压所有的模拟电路元件都必须以 U1 的地电位为参考电位, 以消除地电位的漂移实现的办法之一就是采用如图 16 所示的星形地线连接模式

18 ANALOG COMPONENTS: 模拟元器件 DRIVER: 驱动器图 16 对 U1 的连线但是, 当模拟元器件的数目很多的时候, 通常并不容易连接成星形模式在这种情况下, 可以在 U1 的下面设置一个地平面, 使该地平面能够扩展覆盖一部分模拟电路地平面应当直接连接至 U1 的地层, 然后从 U1 的地层连接至 VCC 地层由于没有开关电流流经这块地平面, 因此这块地平面可以看作是静地静地平面也会在该平面与 U1 的管脚之间增加一定数量的电容这有助于减少 U1 上某些关键管脚的噪声关于布线最后一个需要考虑的问题是, 初级侧 MOSFET 管和同步整流器的驱动路径 ISL6752 对 MOSFET 管的电路驱动必须是对称的, 这样就不会产生不匹配的传播延时谐振周期或者打开关断延时的时间应该小于 50ns 结论本文介绍了在设计 ISL6752 ISL6753 和 ZVS 形全桥变换器时的一些有用的技巧更进一步有用的信息, 请参阅应用笔记 AN1002 与 AN1246 参考文献 [1] Lloyd H Dixon Jr., Eddy Current Losses in Transformer Windings and Circuit Wiring, SEM600 Unitrode Seminar, 1988 [2] Dgnjen Djekic and Miki Brkovic, Synchronous Rectifiers vs. Schottky Diodes in a Buck Topology for Low Voltage Applications, Power Electronics Specialists Conference, PESC '97 Record, 28th Annual IEEE Volume 2, Date: Jun. 1997, Pages: Volume 2 [3] N Yamashita, N Murakami, N. and T Yachi, Conduction Power Loss in MOSFET Synchronous Rectifier with Parallel-Connected Schottky Barrier Diode, Power Electronics, IEEE Transactions on Volume 13, Issue 4, Date: Jul. 1998, Pages:

19 [4] Magnetics Inc., Ferrite Cores catalog, 1999

电子技术基础 ( 第版 ) 3. 图解单相桥式整流电路 ( 图 4-1-3) 电路名称电路原理图波形图整流电路的工作原理 1. 单相半波整流电路 u 1 u u sin t a t 1 u 0 A B VD I A VD R B

电子技术基础 ( 第版 ) 3. 图解单相桥式整流电路 ( 图 4-1-3) 电路名称电路原理图波形图整流电路的工作原理 1. 单相半波整流电路 u 1 u u sin t a t 1 u 0 A B VD I A VD R B 直流稳压电源第 4 章 4.1 整流电路及其应用学习目标 1. 熟悉单相整流电路的组成, 了解整流电路的工作原理. 掌握单相整流电路的输出电压和电流的计算方法, 并能通过示波器观察整流电路输出电压的波形 3. 能从实际电路中识读整流电路, 通过估算, 能合理选用整流元器件 4.1.1 认识整流电路 1. 图解单相半波整流电路 ( 图 4-1-1) 电路名称电路原理图波形图 4-1-1. 图解单相全波整流电路