Microsoft Word - AP3772 AN1.0_中文版本_

Size: px

Start display at page:

Download "Microsoft Word - AP3772 AN1.0_中文版本_"

盈廉
5 years ago
Views:

1 lcaon oe 应用指南作者 : 赵晶晶系统工程部. 简介 377 通过脉冲频率调制 (FM) 的工作方式来实现不连续导电模式 (DCM) 运行的反激变换器电源脉冲频率调制 (FM) 的原理与脉冲宽度调制 (WM) 的工作原理不同, 所以变压器的设计也不同 377 通过初级侧采样反馈 () 来实现准确的恒压 (C) 和恒流 (CC) 调节, 通过内置的线补偿设计从而减少了外围器件, 通过固定的电流补偿以抵消外部输出端线缆的压降从而得到良好的输出恒压特性, 以及通过特有的方式来控制开关频率以抑制音频噪声通过芯片本身的设计考量以及系统的参数设计,377 的待机功耗可以控制在 50mW 以内 377 应用于驱动双极型晶体管的反激变换器 F T D C BG T C s C C T D Da a C UT C UT DUMMY C 5/. C CC Q a U 377 CC CC UT C CC GD C E C 图. 输出 5/. 的手机充电器图是 377 应用的典型线路, 反激变换器主要构成是一个三绕组变压器, 包括原边 ( ), 副边 ( ) 以及辅助绕组 ( ) 377 供电由辅助绕组获得并且通过辅助绕组检测反馈电压图是 FM 控制原理的基本波形图中的理想波形用以说明后文中系统设计用到的各项参数, 其具体含义如下 : May 0 ev.. 0 dr --- 初级侧功率开关管的驱动电压 --- 原边电流 s --- 副边电流 K --- 原边峰值电流 K --- 副边峰值电流 EC --- 副边电压的瞬态波形 BCD emconducor Manufacurng med

2 lcaon oe 副边导通时的正向电压 ( 输出电压与整流二极管的导通压降之和 ) UX --- 辅助边电压的瞬态波形 --- 辅助边导通时的正向电压 ( 输出电压与整流二极管的导通压降之和 ) W --- 开关周期 --- 原边导通时间 --- 副边导通时间 FF --- 原副边同时关断时间 FF --- 副边关断时间 W dr K K FF UX EC FF 图. 工作波形. 系统参数设计的六个要点 ) 待机功耗 ) 开关频率 3) 变压器和功率器件 4) 反馈电阻 5) 线补偿电阻 6) 输出线缆压降补偿. 待机功耗设计为了实现低待机功耗,377 工作电压应尽量低同时应尽可能增大启动电阻 ( T T ), 但实际上这里存在待机功耗低和短时启动之间的平衡问题 May 0 ev.. 0 TT ( () T T ) Cvcc TH _ T / DC _ M 其中 TH_T 是芯片 CC 电压启动时的阈值电压, DC_M 是输入交流电压经过整流后的最低直流电压此外, 输出假负载 DUMMY 对待机功耗也有贡献, 同时这里需要考虑的是低待机功耗和精准的 - Curve 之间的权衡问题对于 5 输出的系统而言, 假负载的推荐值一般在 4.7KΩ 到 0KΩ. 开关频率设计众所周知, 在不连续导电模式的反激变换器中, 当原边关断瞬间, 原边的能量通过电流的形式传递到 BCD emconducor Manufacurng med

3 lcaon oe 08 副边设原边电流传递到副边的转换效率为 η, 原副边匝数比为, 则 s η () 即 o 从图可知, 输出电流是副边电流的平均值, s (3) W 那么, (4) W o η 在芯片设计中,DD 是芯片内部产生的电压基准, 而 CC 引脚的电压等于 cc DD (5) W 因而, cc DD (6) η K 从能量的角度考虑, 能量从变压器原边传递到副边再到输出, 设 η 是能量从变压器原边传递到输出的 T 效率, 则 f f W η (7) T 这里 f W 是开关频率那么, W (8) η T 当原边电流采样电阻上的电压达到 377 内部设定的参考电压后, 开关关断, 同时原边电流达到峰值, cs _ ref K (9) cs 一旦芯片的参考电压 cs_ref 确定, 原边峰值电流也就随之确定那么根据公式 (6) 和公式 (8), 可以看出 CC 以及 f W 都随着输出电流而线性变化, 如图 3 H 0.5 C_EF.4 CC f W 47.6kHz f W 0kHz 4% 图 3. 原边峰值电流恒定时 CC,f W 与的变化关系 May 0 ev.. 0 BCD emconducor Manufacurng med 3

4 lcaon oe 08 为了降低音频噪声,377 采用了分段的 C_EF, 当 >4%* _MX 时为 0.5, 当 <4%* _MX 时被降低至 0.5/.5, 具体参考图 4 D CC H /.5 C_EF 0.4х _MX _MX f W 55kHz 5kHz f W 3.kHz 8.89kHz 3.95kHz 0kHz 0.4х _MX _MX UCE _MX 图 4. 原边峰值电流阶跃时 CC,f W 与的变化关系从公式 (6) 和公式 (8) 可见, 在满载电流的 0.4 倍时 CC 和 f W 都有一个阶跃在这个阶跃点上, 原边峰值电流减小了.5 倍, 从而 CC 比阶跃前增大了.5 倍,f W 增大了.5 倍因此, 进入音频范围的输出电流区域比原边电流峰值恒定时 ( 黄色区域 ) 缩小并且前移至更小的电流处 ( 蓝色区域 ) H 0.5 C_EF 0.5/.5 39% 4% 图 5. 大小 K 切换处的滞环设计为了避免振荡, 芯片在大小 K 切换处增加了滞环设计除此之外还需要考虑到磁通密度和音频特性的关系 (delab 最好小于 500) 开关频率的下限值由音频降噪设计决定, 而芯片决定的上限值可以到 0kHz 当然最终的设计值还要取决于效率, 物理尺寸以及热特性等等的综合考量.3 变压器和功率器件的设计为了实现恒流模式,377 内部用固定比例的电流为某颗电容充放电, 从而保证副边导通和关断的时间是一个恒定值这个固定的比例为 W 如果定义 (0) May 0 ev.. 0 BCD emconducor Manufacurng med 4

5 lcaon oe 08 k W 4 () W η (9) 公式 (4) 有输出电流与原副边峰值电流的关系, 因而有 K η () K k k.3. 计算变压器原副边匝数比之最大值 ( _ MX ) 要获得原副边匝数比的最大值需要满足的条件是, 输入直流电压最低并且输出负载电流最大时系统仍然处于 DCM 模式即, W 由原边激磁电感的特性可知, ndc (3) (4) 这里是变压器原边绕组的激磁电感量, ndc 是直流母线电压输入电压最低时, ndc 最小, 此时有最大值因此, _MX ndc _ mn 同样的, 由副边电感的特性可知, (5) s. (6) d (7) 这里是变压器副边等效电感量, d 是输出整流二极管的导通压降对于公式 (6), 在 C 模式中, 是常量, 所以为常量从公式 (4) 和公式 (6) 可以得到, s o s s 那么, fsw ( ) fsw fsw η η (8) 用公式 (5),(6) 和 (9) 替换公式 (3) 中的, 和 W, 即 η s s. (0) s ndc_mn 另外变压器原副边电感量的关系如下, s () 在满载条件下, 系统处于 C 模式和 CC 模式的临界状态, 的表述可以由公式 () 得到 _ MX ndc_mn η k (.) () 综合以上, 可得原副边匝数比的最大值.3. 检验原边开关管的最大电压应力以及副边和辅助边二极管的电压应力如果在步骤.3. 由客户确定, 那么原边开关管需要承受的最大电压应力以及副边和辅助边二极管的电压应力可以立即计算得到, 可以据此选择适合的开关管和二极管原边开关管需要承受的最大电压为, ce _ max dc_se ndc_max (3) 需要注意 dc_se 的取值取决于 snubber 的电路设计副边二极管的反向压降为, ndc_max dr (4) 对于 Flyback converer 设计而言, 原副边匝比越高, 原边开关管需要承受的电压应力越大, 副边二极管的电压应力越小, 电源的转换效率越高那么, 在变比的设计时就需要综合考量公式 (3),(4) May 0 ev.. 0 BCD emconducor Manufacurng med 5

6 lcaon oe 计算原边的峰值电流和电流采样电阻 ( K & C ).3.5 计算变压器原边副边和辅助边的匝数 (,, ) K 可以由输出满载的恒流电流确定, k (5) η 原边的匝数取值应保证磁芯不饱和, 即, K K e ΔB e B max (8) 377 的电流采样的参考电压 cs_ref 为 0.5 一旦采样电阻上的电压达到 0.5, 开关关断, 时间结束所以, C 可以由公式 (9) 计算得到 C 需要从实际的电阻系列中选取合适的值, 一旦被选定, 实际的 K 也应再根据 cs_ref 相应微调, 从而也就微调了满载的恒流电流因此考虑到采样精度, C 电阻精度推荐用 % 或者更小.3.4 计算变压器原边电感量 ( ) 和都确定了之后, 可以得到副边匝数 (9) 以及辅助边的匝数,.3.6 检查原边的最大占空比 (30) 变压器原边电感量跟变压器储存的能量有关, 应足够大以保证能传递最大输出功率根据公式 (8), 输出功率为 f W η (6) 这里的 f W 由客户根据需求而定, 从而可得原边电感量为, f K W η (7) 原副边的匝数分别确定后, 由原副边的能量传递可得最大占空比为, D max ( d ) η ndc.3.7 检测辅助边二极管的反向电压 ons sw (3) 在步骤.3.5 中已经确定了和, 那么辅助边二极管的反向压降由此可得, 据此可确定辅助边二极管的选型 dar ndc_max (3) May 0 ev.. 0 BCD emconducor Manufacurng med 6

7 lcaon oe 08.4 反馈电阻设计图 6. 电压反馈电路原理图 o 由上图可知, ( ) (33) D o D (34) 通过调节和的取值, 可以得到精准的输出电压推荐电阻和的取值范围在 5kΩ 到 00kΩ.5 线补偿电阻设计图 7 是 377 的内部线补偿实现方法当原边开关管闭合时, 也闭合, 因此线电压可以由引脚检测到, 这个电压在芯片内部用于补偿原边电流 K 可以通过调节外部的线电压补偿电阻 E 来满足不同的应用系统图 7. 线电压补偿线路原理图 May 0 ev.. 0 BCD emconducor Manufacurng med 7

8 lcaon oe 08 图 8. 引脚的波形图 8 中引脚的负电压与线电压线性相关, ndc (35) E delay 0.8 ( cs ) /( ) (38) 670k.6 输出线缆压降补偿设计 C _ E 补偿电压 C_E 为, k E (36) 这个电压用于补偿原边电流上由于芯片和开关管的延迟时间导致的增量, 即 delay dela ndc (37) cs 因此可以得到 E 来实现不同线电压下精准的输出电流为了满足不同应用下不同输出线缆压降的补偿需求, 有三个版本的芯片可供选择芯片内部通过在上叠加一个增量 Δ _ CBE 从而在输出电压 UT 上叠加了一个对应的增量 Δ UT _ CBE,, 而这个增量是与输出电流线性相关的 377 通过 CC 引脚来检测输出负载电流的大小然后传递给一个线性相关的增量实现输出线缆的补偿 Daashee 上专门定义了一个相关的参数 _CBE/ % 例如, 在 377 中, 这个值是 6%, 那就意味着满载时上叠加的增量是 6%, 而如果输出电流是满载的 0%, 那么这个增量就是 0.6% 根据不同应用的输出线缆的阻抗值可以选择合适的芯片版本 CBE CMET ECT Cable Comensaon olage _ CBE / % % 377B 3 4 % 377C 0 % 假设 % Δ _ CBE Δ (39) Δ 那么从图 6 可得, UT _ CBE Δ % 那么, May 0 ev.. 0 _ MX CBE (40) Δ % _ MX CBE /( ) (4) 计算出 Δ % 后, 合适的芯片版本可以据此选定设计实例 (5/. 系统 ): 规格 : 输入电压 : 85 C - 65 C 线缆端输出电压 : _CBE 5 输出满载电流 :. 板端输出电压 : 5.3, (WG 线缆, 长度 00cm) 开关频率 : f W 65kHz BCD emconducor Manufacurng med 8

9 lcaon oe 08 副边二极管导通压降 : d 0.4 辅助边二极管导通压降 : da. CC 电压 : CC 4 磁芯型号 : M5 (e3.7mm ), B MX <3000G dc_se 50 ( 带 snubber 电路 ) 设计步骤 : ) 计算变压器原副边匝比 ( ) ndc_mn η k _ MX (.) 5.8 (4) K K T e ΔB e B max 89.8 (49) 可选 93T 6T (50) 6 T (5) 6) 检查原边的最大占空比 ndc_mn 40 (43) nac_mn 考虑预留一些裕量, 可选择 5.5 ( D d ) η ndc ) 检测辅助边二极管的反向压降 (5) ) 检验原边开关管的最大压降以及副边和辅助边二极管的反向压降根据公式 (3),(4) 和选定的来选择适合的功率器件 ce _ max dc_se ndc_max 50 < 700 (44) ndc_max 9 < (45) dr 40 ndc_m ax da r 79 (53) 8) 电压反馈电阻 o D.56 (54) 4.9kΩ, 9.85kΩ 9) 线补偿电阻 3) 计算原边的峰值电流和电流采样电阻 ( K & C ) E delay ( cs ) /( 0.8 ) k k Ω (55) s k 330m η η May 0 ev.. 0 (46) C C.5 Ω (47) 4) 计算变压器原边电感量 ( ) f. η 9 K W mh (48) 5) 计算变压器原边副边和辅助边的匝数 (,, ) 0) 输出线缆压降补偿 377 三个版本的都是 4.04 那么, % _ MX CBE /( ).4% (56) 根据 daashee,377b(3%) 版本是最优的选择 _ F _ ( % ) _ MX CBE BCD emconducor Manufacurng med (57) 这里 _ 5, 满载时线缆上的输出电压比空载时略高一些 9

10 lcaon oe 08 设计结果汇总 :. 电流检测 K 330 m 原边的峰值电流 C.5 Ω 电流采样电阻. 变压器.90 mh 变压器原边电感量 5.5 变压器原副边匝数比 93 T 变压器原边匝数 6 T 变压器副边匝数 6 T 变压器辅助边匝数 D MX 0.49 原边最大占空比 ( DC 80) 3. 功率器件 ds_swch 50 原边开关管的最大压降 dr 9 副边二极管的反向压降 dar 79 辅助边二极管的反向压降 4. 电压反馈 4.9k Ω 电压反馈上电阻 ( 位于辅助边到引脚之间 ) 9.85k Ω 电压反馈下电阻 ( 位于引脚到地之间 ) 5. 线补偿 E 3.4k Ω 线补偿电阻 6. 输出线缆压降补偿 C verson 377B _ 5 线端的空载输出电压 _ F 5.03 线端的满载输出电压 3. 综述 377 的应用中最为关键的几个要素包括待机功耗设计, 开关频率设计, 变压器设计, 电压反馈电阻设计和线补偿电阻和输出线缆压降补偿设计本应用指南给出了基于理想模型和理想波形的设计框架, 一些参数还需要根据具体的线路和应用环境进行适当调整 May 0 ev.. 0 BCD emconducor Manufacurng med 0

11 lcaon oe 带 4340 的 377 应用设计 F T D C BG T C s C C T UT CC D GD C UT Da a C 5/. C CC Q a U 377 CC CC UT C CC GD C E C 图 9. 带 4340 的 377 应用设计的典型线路在原边控制的 377 的设计应用中, 如果副边使用电压调整芯片 4340, 可以得到更好的动态响应和更低的待机功耗 4340 检测输出电压低于某个基准值后, 会输出一些周期信号, 这些信号被变压器的辅助边耦合并接收, 从而被 377 识别基于 4340 的电压快速识别能力以及与 377 的密切配合, 原边控制系统可以得到更好的瞬态特性这种应用的另一大优势是, 副边不再需要假负载从而减小了空载的待机功耗更多的原理细节可参阅关于 4340 的应用指南 (lcaon oe 078_BCD) May 0 ev.. 0 BCD emconducor Manufacurng med

Microsoft Word - AP3768 AN1.0_CN doc

Microsoft Word - AP3768 AN1.0_CN doc licaio oe 039 3768 系统设计方案及应用注释作者 : 李光明刘磊系统工程部. 概述 3768 是第二代脉冲频率调制 (FM) 原边控制器 (rimary ide egulaio,), 用于非连续导通模式的反激开关电源的设计 3768 可以提供精确的恒压, 恒流 (C/CC) 控制为了实现精确的电压调节,3768 具有可调的导线电压降补偿功能用以补偿不同长度和线径的导线所引起的压降