崑山科技大學 電機工程系 三相感應馬達之驅動器研製 指導老師 : 蕭霖癸老師製作學生 : 洪誠鴻 C960J030 許哲偉 C960J020 施宇隆 C960J035 中華民國九十七年十二月

摘要 本專題主要研究電壓源變頻器之理論來達成三相感應馬達的控制, 內容包含正弦脈波調變 (SPWM) 技術 d-q 座標轉換原理為基礎深入探討, 並實際製作電路來驗證其理論 三相交流馬達驅動器的架構分為兩部份, 包含控制迴路及功率級 功率級採用 VSI(Voltage Source Inverter) 的架構, 先將交流電做 AC/DC 的轉換, 得到穩定的直流電壓, 再經 DC/AC 轉換成可變電壓 頻率的交流電輸出至馬達做轉速控制 再利用馬達 Encoder 回來的頻率和 F/V 電路中, 利用頻率的變化轉換成電壓做閉迴路的馬達控制, 達到轉速與轉矩控制的目標

目錄第一章緒論 ---------------------------------------------------------------1 第二章變頻器原理 ------------------------------------------------------3 2.1 變頻器簡介 -----------------------------------------------3 2.2 正弦脈波寬度調變 (SPWM) ---------------------------4 第三章功率級製作 ------------------------------------------------------7 3.1 三相橋式整流濾波電路 --------------------------------7 3.2 變頻器電路製作 -----------------------------------------12 3.3 Snubber RCD 保護電路 -------------------------------14 第四章驅動器控制級製作 ---------------------------------------------15 4.1 轉速回授控制電路 --------------------------------------15 4.2 三相正弦波產生器 --------------------------------------24 4.3 三角波與比較器電路 -----------------------------------31 4.4 延遲電路 --------------------------------------------------32 4.5 觸發電路 --------------------------------------------------36 第五章專題成果 ---------------------------------------------------------39 5.1 實際測量波形 --------------------------------------------39 5.2 系統架構圖 -----------------------------------------------44 5.3 實體電路圖 -----------------------------------------------45 第六章結論與製作感想 ------------------------------------------------49 參考文獻 ---------------------------------------------------------------------50 附錄 ---------------------------------------------------------------------------51

第一章緒論 我們生活中許多事物都需要用到電動機控制這門技術, 如電腦週邊設備 電動載具 自動化機械 半導體製程設備 等等 近幾年來功率半導體開關元件在容量及控制特性上都有進步, 使轉換器的運用範圍更加廣泛, 可以高頻切換且用在高功率的場所, 達到產品的輕薄短小 高效能 高可靠度 結合電機機械 電力電子與控制工程就成了馬達驅動與控制技術, 機電整合與工廠自動化的關鍵技術 在全球油價高漲 能源短缺的時代, 節省能源已是必然的趨勢 在許多的製程設備均需藉助於馬達驅動負載來達到自動化與節省能源的目的, 而一般機械負載的運動方式常隨著應用場合的不同而有所變化, 常見的是做變速運動, 負載需做加速 定速 減速或定位等控制 馬達定速運轉消耗過多的能源, 若將此改為可變速度的馬達驅動系統可以省下不少能源消耗, 也是製程自動化和提高生產效能的重要技術 三相交流馬達驅動器分為控制迴路及功率級 功率級採用 VSI(Voltage Source Inverter) 的架構, 先將交流電做 AC/DC 的轉換, 得到穩定的直流電壓, 再經 DC/AC 轉換成可變電壓 頻率的交流電輸出至馬達做轉速控制 再利用馬達 Encoder 回來的頻率和 F/V 電路 1

中, 利用頻率的變化轉換成電壓做閉迴路的馬達控制, 達到轉速與轉 矩控制的目標 2

第二章變頻器原理 2.1 變頻器簡介 (DC/AC Inverter) 變頻器可分為 : 電壓源變頻器 VSI(Voltage Source Inverter) 電流源變頻器 CSI(Current Source Inverter) 變頻器可將直流轉換成可變頻率交流, 假如從負載端視之, 變頻器在交流端的功能為電壓源者, 則稱為電壓源變頻器, 同樣 的, 在交流端的功能為電流源者, 則稱為電流源變頻器 由於電流源變頻器之內部電阻高, 當負載變動時其端電壓變 化量也大, 但馬達是屬於固定電壓之負載, 負載大小才會影響到 電流的變動, 因此在多數的馬達驅動器的應用場合中, 不大適用 電流源變頻器和電壓源變頻器各有其優點, 電流源變頻器先天具有短路保護能力, 但因直流鏈濾波器採用之大電感, 使其響應特性變慢, 而且因定電流之切換, 如負載為電感性, 會產生較大的電壓尖波 (Spike), 因此一般可開關式操作之元件,BJT MOSFET IGBT... 等不適用, 無法提升其切換操作速度, 電壓源變頻器能克服上述電流源之點, 適合高速切換高性能變頻器組態 因此本專題利用電壓源變頻器來製作, 在這裡不對電流源變 3

頻器多做介紹 電壓源變頻器需要一個很大的直流電壓, 配合開關的切換, 來使馬達動作 為了得到這個直流電壓源, 則要利用三相橋式整流器整流濾波後, 可得到直流的電壓 變頻器切換方式有很多, 如方波切換 (Square-wave Switching) PWM 切換 等, 對共率晶體作觸發 本章將對 SPWM 切換做深入介紹 2.2 正弦脈波寬度調變 (Sinusoidal Pulse-Width Modulation,SPWM) 正弦脈波寬度調變 (SPWM) 是目前工業常用的一種 PWM 技 術 利用正弦控制波與三角形載波 (Carrier Wave) 互相比較, 以兩 波形相交的點決定電力開關切換的時機 * 將振幅為 A 的可變三相參考電壓 v * v * a b 及 v c, 與固定振幅 Am 之等腰三角形載波 v T, 分別經三個比較器中進行比較, 如圖 2-1 所示 而比較器 1 2 與 3 端的輸出, 將分別形成三相變頻器的三 臂開關 (,S ) (, ) 與 (, ) 的控制信號 考慮開關 ( S, S4 S1 4 S3 S6 S5 S2 1 ) 的操作情形, 它將用來控制電機中 A 相繞組對於直流電源假想 中性點 o 點的電壓, 可用圖來說明 : 4

V d * v a * v b * v c + - + - v T + - ( S1, S4) ( S, S ) 2 5 ( S3, S6) 三角波產生器 圖 2.1 控制信號的產生 * 圖 2.2 中將參考波 v 的正半週期與載波 v 繪在同一時間軸 a * * 上 當 v v 時, 控制信號加於開關 S, 而當 va v a T 控制信號加於開關 S 4, 因此可得到圖中的 V 1 AO T T 電壓波形 時, 則改將 如圖 2.3 所示的波形中, 在參考波的半週期中擁有 6 個三角波 週期, 同理, 分別考慮 ( S3, S6) 與 ( S 5, S2 ) 的操作情形, 將獲得 V 與 V CO 的電壓波形 這種調變方式之所以稱為正弦 PWM, 乃因脈 波寬度是其角度位置在週期中的正弦函數 將 V AO BO 減去 V BO 可得到 線電壓 V AB, 同理, 線電壓 V BC V CA 也可以用同樣方法取得 利用上述概念, 只要將三相參考弦波的頻率和振幅改變, 就 可達到控制三相感應馬達之轉速與轉矩之效果 5

* va vt A m o A t 0.5 V d o 0.5 V d 脈波 切口 t S4 on Son 1 圖 2.2 每一參考信號半週期中擁有 6 個三角波週期之調變波形 A 相 B 相 C 相 t 調變信號 V AO V BO V CO t 極電壓 t 極電壓 t 極電壓 V AB t 線電壓 圖 2.3 正弦脈寬調變 6

第三章功率級製作 架構 : 電壓源變頻器 (VSI) 如圖 3.1 所示, 交流電經整流器整流成直流電, 經電容 C 濾波產生穩定的直流電, 直流電再經開關切換 (Switching) 變成三相交流電, 輸出至三相交流馬達, 此種架構效能不錯, 而且簡單 容易實現 S 1 S 5 S 3 V d S 4 S 2 S 6 3.1 三相橋式整流濾波電路 3.1.1 突渡吸收器 (ZNR) 圖 3.1 電壓源變頻器 電源端若因為雷擊或是一些無法預測之原因, 而產生電壓變動的話, 可能會因電壓變動過大, 使得 IGBT 因過大的電壓而燒毀, 為了避免此現象對電氣設備造成傷害, 所以須加裝突波限制器, 將輸入的電壓限制在 IGBT 所容許的範圍內 突波吸收器內部是由二個稽納二極體 ( 如圖 3.2), 在正常情 7

況下, 輸入電壓在 VZ 與 VZ 之間, 突波吸收器的兩端阻值非常 高, 因此無電流流通其間 當發生突波電壓時, 即輸入電壓大 V 或是小於, 突波吸收器的電阻急速下降並吸收能量, 於 Z VZ 以保護整流器等功率元件 在選擇突波吸收器時, 主要考慮到 橋式整流與 IGBT 的耐壓, 在橋式整流後, 電壓大概為 311V, 所以選擇的 400V 左右的突波吸收器即可 圖 3.2 突波吸收器之結構 3.1.2 三相橋式整流器 三相橋式整流器如圖 3.3 所示, 目的在將三相交流電整流 成直流電 整流器的選取最重要的就是考慮其電壓和電流的額 定值, 其額定值的決定如下 : 電壓額定值 : V rated 1 Vac 21.1 P 其中 1.1 為電源電壓的變動率, P 為安全係數 ( 工業級為 70%) 以系統為 3φ 220V 而言 8

Vrated 選擇耐壓值為 800V 電流額定值 : 1 220 2 1.1 480V 0.7 此處三相橋式整流器最後輸出到 1hp 的負載, 若以能量從 電源端傳送至馬達之效率 70% 功率因數 80% 來計算 : P P 0.7 746 0.7 1065W in out I P 220 0.8 6.05 A rated in I P 2Irated 1.5 12. 8A 其中 1.5 為脈衝因數, 因此耐流為 15A 若成本不是增加很多 情況下, 可以選擇耐電流大一些如 20A 之整流器, 因為流經整 流器的電流是脈波形式, 採用耐電流大的元件可增加可靠度, 在此選擇 S30OVT80, 規格為 800V/30A 3 220V V c 圖 3.3 三相橋式整流二極體示意圖 9

3.1.3 主流鏈電容直流鏈電容的目的在濾波與儲能, 以保持 DC-Bus 電壓的平滑與穩定, 通常選擇電解電容當作直流鏈電容, 因為電解電容擁有最大的電容量 / 體積比, 在選擇時需依下列因素考慮 : 1 電壓額定值 2 電容器的等效串聯電阻值 3 漣波電壓 4 操作溫度範圍 5 大小及價格 由於電容等效串聯電阻的存在, 所以必須限制電容的漣波電流, 以避免電容器的溫度過高, 及降低電容器的壽命 而漣波電壓一般設在 10% 以下, 因此可以由負載的大小初步選定電容值, 其計算方式如下 : 將 60Hz 三相的電源做全波整流, 對電容充電, 充電間隔時間最長不會超過 T 秒, 則 : 電容容量為 : T 1 1 2.77ms 60 6 1 其中為三相全波整流的結果 6 IT 6.05 2.77 C 538F V 220 2 10% ripple 10

其中 C 為電容容量, I 為額定電流, V ripple 為漣波電壓最大容許 值 當考慮馬達起動瞬間, 大約三倍額定電流大小的是主動電流產生, 此時所需電容值可以估算如下 ( 假設電壓漣波的暫態放寬至 20% 以上 ): C 6.05 2.77 3 220 2 20% 805F 此外, 對電容的維持時間的定義為 : 當電源電壓停止供應 或電容器電壓高於輸入電壓時, 負載的需求完全來自電容器內 儲存的能量, 並維持一特定的電壓值時間 : 1 ECS CVS 2 1 ECf CVf 2 1 1 Ei CVS CVf 2 2 746 3 2 2.7710 2 Ei C 0.75 0.8 418F 2 2 2 2 VS Vf 其中 E CS 220 2 90% 220 2 80% 為電容器初始儲存的能量, E Cf 的能量, E i 為維持時間內電容器的輸出能量, 為電容器最終儲存 為電容器初始 電壓 ( 假設平均電壓為峰位電壓的 90%), V 為電容器電壓的最 終值 ( 假設最大的電壓 ripple 為 10%), 在此假設馬達效率 75%, 功因 80% f V S 11

實際上考慮到電容等效串聯電阻的作用, 以及電容量隨時 間減小, 選取時需大於這些計算值 我們選擇 400V/470μF 的 鋁質電解電容兩顆並聯, 容量為 940μF 以符合我們的要求 3.2 變頻器電路製作 利用 IGBT 製作變頻器, 製作三臂的控制器 ( 如圖 3.3), 將 SPWM 控制觸發信號, 送入 IBGT 的閘級中, 達到 SPWM 之控制效果, 輸出給三相馬達 其 IGBT 耐壓要配合整流過後的電壓 3.2.1 電壓額定值 : 經過了整流濾波之後, 其電壓額定值為 : V dc V 2 1.1 in 220 2 1.1 342V 其 Snubber 之保護電路可以將感應電壓限制在 1.5 倍, 則可得 IGBT 所需之耐壓為 : V P V 1.5 1.1 dc 564.3V 其中 1.1 為設定的安全係數, 所以選擇耐壓為 600V 的 IGBT 12

3.2.2 電流額定值 因為馬達起動時, 會產生 3~5 倍之起動電流, 所以額定值 須為穩態時的 3 倍, 計算的方式如下 : P O P in P 3V I cos in O O PO 746 IO 3.26 A 3V cos 3 0.752200.8 O ICP 3.263 9.78 A 所以 IGBT 最大電流須大於 10A, 所以選擇 15A 為最大電流 因此選用可耐壓到 1200V 與 25A 的 G125Q101 S 1 S 3 S 5 V ao V bo V co S 4 S S 6 2 圖 3.4 變頻器電路圖 13

3.3 Snubber RCD 保護電路 : Snubber 電路 ( 如圖 3.4 裡旁的 RCD) 在電晶體切換期間可減少功率損失 ( 如圖 3.5 3.6) 與保護元件免於高電壓和電流之切換時, 所產生的突波 增加 IGBT 的壽命 動作原理 : (l) IGBT 截止時, 電流經由 Diode 向 C 充電, 如此則可抑制 突波電壓, 減少轉換損耗及使電壓快速上升至穩定值 (2) IGBT 導通時, 電流經由電容向電阻放電, 將電容儲存之 電量, 消耗在電阻上 V S I Q V Q I L t 圖 3.5 切換期間之電壓與電流波形 P() s t s t f t 圖 3.6 電晶體之瞬間功率波形 14

第四章驅動器控制級製作 4.1 轉速回授控制電路 4.1.1 反向放大器 V R2 V i R 1 V 1 741 R 2 V o 圖 4.1 反向放大器 對於 V 因 OP 原理,V 等於接地 1 可得 V 1電流 V1 0 1 V i R 1 而得到 R 2上的電壓, VR i 2 VR 2 R1 從 VO 看進去等於 V R 2 V O VR i R 1 2 改變 R1 和 2 R 可使 V 等於倍數的 O 15 Vi, 所以稱為反相放大器

4.1.2 P-I 控制器 控制, 就是配合某目的施予物象的操作, 對象為馬達 機械和程序系統等 控制的目的, 是在使實際訊號等於命令訊號, 用回授電路使實際訊號和命令訊號比較, 使實際訊號追到命令訊號 控制操作量大小, 按比率增加, 稱為比例動作 (proportional action), 簡稱為 P 動作 使用控制法則中含有偏差積分比例項, 可消除誤差, 稱為積分動作 (Integral action), 簡稱 I 動作 控制器有比例控制器 積分控制器 微分控制器和他們的組合 只使用比例控制器會一直補不上誤差, 加上積分控制器消除誤差, 這種控制稱為比例積分控制, 簡稱 P-I 控制 R2 C1 V i R 1 I V 1 741 V C V o 圖 4.2 P-I 控制器 16

因 OP 特性 V 0 1 Vi V1 Vi I R R 1 1 對電容而言 dv dt dv C C 對兩邊同時積分 i C 1 i dt C 1 V C 1 C 1 idtv C0 為電容初值電壓, 因為開始為零, 所以 V C0 V C 1 C 1 1 1 CR 1 1 Vi dt R Vdt i 可表示成 V V C O Vi RCS R R 1 1 2 V i Vi RCS 1 1 1 17

4.1.3 加法器電路 R 1 V 4 R 4 741 V 1 R 2 V o V 2 V 3 R 3 圖 4.3 同相加法放大器 R R 2 3 V 1 ( V V ) 2 3 1 2 (1) 利用 OP 特性 V V 4 3 V V V R R V 3 O 3 1 4 O, 所以 KCL R 將第 (1) 式帶入第 (2) 式 4 1 V3 ( R1 2) V O 1 1 R 4 V1V2 2 R1 R 若 1 4 R, V V V, 輸出是輸入的相加 O 1 2 18

4.1.4 減法器電路 V 1 R 1 V 4 R 2 741 V 2 R 3 V o V 3 R 4 圖 4.4 減法放大器 利用分壓定理可得 V 3 R 4 V3 V2 R 3 R 4 (1) 利用 KCL 求 V O V V V V R R 4 1 O 4 1 2 R R R VO V V 1 2 2 4 1 R1 R1 (2) V V, 把第 (1) 式代入第 (2) 式 3 4 V O R1 R 2 R4 R 2 V2 V1 R1 R3 R4 R1R2 R R R R, VO V2 V1, 輸出是輸入相減 當 1 2 3 4 19

4.1.5 限幅器電路 VZ1 V Z 2 R 2 V i R 1 741 V o 圖 4.5 限幅器使電路工作於工作區內, 當電路超出工作區時, 會限制在最大的工作區, 我們限幅器使用稽納二極體, 使其超出工作電壓時, 限制在稽納的崩潰電壓, 我們稽納二極體的崩潰電壓是 8.2V R 1 V i V Z R2 VO 圖 4.6 當電壓沒超過逆向崩潰電壓 當稽納二極體在順向電壓時, 會有 0.6 ~ 0.7 伏特, 逆向 電壓崩潰電壓時是短路, 沒崩潰是開路狀態 20

V O R2 R R 1 2 Vi 當電壓超過逆向崩潰電壓時 V O V Z 所以 V O R2 R R 1 2 Vi V Z 當電壓沒有超過逆向偏壓時 V O R2 Vi R 1 當超過正向崩潰電壓時 V O 0.7 V Z2 當超過逆向崩潰電壓時 V O 0.7 V Z2 所以工作範圍在 R Z 0.7 V 2 V 0.7 V Z1 i 2 R1 0.7 VZ 2 0.7 VZ1 圖 4.7 限幅器動作 21

4.1.6 頻率轉電壓 f in 470 pf 12K 6K 1 F 6.81K 10K 8 R S C t R t 5 6 2 4 3 7 1 1 F VCC 10K 15V 68K V O 100K 圖 4.8 頻率轉電壓 輸出電壓為 RL V f 2.09 R C R O in t t S 可以依上式, 以輸入頻率算出輸出電壓 假設輸入 5KHz 時 : 100K VO 5K2.09 6.81K0.01 17K 4.86 經過換算可以得到 4.86 伏特的電壓 22

4.1.7 除頻電路 由正反器或特別設計組合而成的計數器, 其功能為計算 系統上事件發生的次數 可以當計數器數到某一特定數目 N 時, 產生一脈衝信號, 並且從零再開始反覆的計數 因此從 除頻器輸出的脈衝頻率會是原來的脈衝頻率除以 N 倍, 所以 又被稱為除 N 電路 QA QB QC QD R 01 R 02 圖 4.9 內部構造 CLOCK INPUT f 5V f OUTPUT INPUT 10 圖 4.10 除頻電路連接圖 23

4.2 三相正弦波產生器 此電路的目的是在產生正弦脈波寬調變原理 (Sinusoidal Pulse-Width Modulation) 所需之三相正弦波 此電路大多利用數位元件來完成圖 4.11 的架構, 元件包括 : 1. 電壓轉頻率 (LM331) 2. 計數器 (CD4040) 3. EEPROM 記憶體 (Flash Memory)(W29EE011-15) 4. 數位轉類比 (AD7524) 5. 運算放大器 OPA (TL074) e * * v as * v bs * v cs sin e t cos e t e Vqs e V ds 圖 4.11 三相正弦波產生架構 24

利用 LM331 電壓 - 頻率轉換電路, 輸入電壓 根據下圖 4.12 電路可以推導出輸出頻率 : V in 可從 0~10V, f out Vin RS 1 2.09V R RC L t t 當我們輸入 Vin 10V 時, R t 的電阻值約為 3.4K, 其輸出約為 15KHz 的方波 VS 15V R t 6.8K V in R in 100K C in 0.1 F 7 1 6 8 5 3 C t 10K 0.01 F V LOGIC V S 22K C L 1 F R L 100K 4 2 12K f out 10KHz FULL SCALE R S V S 47K 5K 圖 4.12 V-F 接線圖將 LM331 所產生方波頻率輸入到計數器 (CD4040) 上來計數, 其計數值做為 EEPROM 的位址索引, 當計數 l 次時,EEPROM 會輸出一個 8 位元的資料, 當計數器一直累加, 而 EEPROM 的輸出值則會改變 在 EEPROM 中燒錄我們所須要的 SIN 波形, 將 SIN 波 1 個週期分成 256 個等份, 再把值轉換成 16 進制的方 25

式燒錄在 EEPROM 中, 經由計數器位址索引, 就會輸出一個正 弦波的波形 圖 4.13 計數器結構圖 而我們再利用 AD7524 數位 類比轉換器, 將輸出的數位訊 號轉換成類比訊號 圖 4.14 D/A 電路接線圖 26

Digital Input MSB LSB 1111 1111 1000 0001 1000 0000 0111 1111 0000 0001 0000 0000 Note: 7 此電路連接的 V REF 由上表可知 : Analog Output +V REF (127/128) +V REF (1/128) 0 -V REF (1/128) -V REF (127/128) -V REF (128/128) 1 REF REF LSB 2 V 1/128( V ) 表 4.1 輸出電壓值之參考表 X 為 10V, 其輸出的電壓為 V 128 輸入的資料大於 80H 時, 輸出的電壓為正 輸入的資料等於 80H 時, 輸出的電壓為 0V 輸入的資料小於 80H 時, 輸出的電壓為負 產生類比訊號 SIN REF SIN CO S COS 等 4 組弦波訊號 再利用三相 a b c 對交直流 (d-q) 軸之同步旋轉座標軸轉換出三 相弦波 其轉換矩陣如下 : 三相 a b c 對交直流 (d-q) 軸之同步旋轉座標軸轉換短陣 : s os s Vas cos sin 1V qs s V o o bs cos( 120 ) sin( 120 ) 1 Vds...(1) o o s Vcs cos( 120 ) sin( 120 ) 1 Vos V 為零相電壓, 當三相平衡時, V 為零 其相量表示如圖 4.15 s os 所示 27

V bs V qs V as V ds V cs 圖 4.15 座標轉換之向量圖 將 (1) 式 Inverse 得到交直 (d-q) 對三相 ( a b c ) 轉換矩陣為 : s o o V qs cos cos( 120 ) cos( 120 ) Vas s 2 Vds sin sin( 120 o ) sin( 120 o ) V bs...(2) s 3 V os 0.5 0.5 0.5 Vcs 上標 s 代表靜止座標系 將 0 o 代入 (1) 式和 (2) 式中可得到 (3) 式與 (4) 式 s Vas Vqs 1 s 3 s Vbs Vqs Vds 2 2 1 s 3 s Vcs Vqs Vds 2 2...(3) s 2 1 1 Vqs = Vas Vbs Vcs Vas 3 3 3...(4) s 1 1 Vds = Vbs Vcs V as 3 3 e s s V V cos t V sin t qs qs e ds e e s s V V sin t V cos t ds qs e ds e 28

上標 e 代表旋轉座標系 e V cos e sin qs t et e V sinet cos ds et Inverse 1 s e V cos e sin qs t et V qs s e V sinet cos ds et Vds s e V cos e sin qs t etv qs s e V sinet cos ds et Vds s e e V V cos t V sin t qs qs e ds e e e V s e2 e2 qs V ds Vqs Vqs Vds cos sin e2 e2 et e2 e2 et Vqs Vds Vqs V ds V V cos cos t sinsin t e2 e2 qs ds e e e2 e V V 2 cos t qs ds e V cos t m e 其中 V V V 2 e2 m qs ds V V sin t V e cos t s s s ds qs e ds e V e 2 e2 qs Vds e V ds e V ds V m V Vm e qs e sin Vds t cos e V t e m V (cos sin t sin cos t ) e m e 3 2 120 o V m sin( t) e V V 為可調振幅 e qs ds e 3 1 2 120o 29

V as V s qs V cos( t ) m e V 1 s 3 V V 2 2 s bs qs ds 1 3 m e m e 2 2 V cos( t ) V sin( t ) o o V cos(120 )cos( t) V sin(120 )sin( ) m e m e t o V cos( t 120 ) m e V 1 s 3 V V 2 2 s cs qs ds 1 3 m e m e 2 2 V cos( t ) V sin( t ) o o V cos( 120 )cos( t) V sin( 120 )sin( ) m e m e t o V cos( t 120 ) m 結論 : e s e e V V costv sint qs qs e ds e V cos( t) m e s e e V V sintv cost ds qs e ds e V sin( t) m e... 5 s V V as qs o V V cos( t 120 )... 6 bs m e o V V cos( t 120 ) cs m e 30

4.3 三角波與比較器電路利用 OP 來產生 4KHz 和 10KHz 的三角波, 利用三角波和三相弦波比較, 產生 SPWM 控制訊號, 如圖 2.2 所示, 弦波比三角波高則輸出高電位, 比三角波低則輸出低電位 3.9K 10K 74K 10K 0.001 F 10K 50K V T 圖 4.16 三角波電路 V as 10K 5V 500 V a V bs 10K 10K 5V 500 V b V cs 10K 10K 5V 500 V c 10K 圖 4.17 比較器電路 31

4.4 延遲電路 使用 IGBT 當作開關使用時, 要達到完全導通與截止都有時 間上的延遲 ( 約 0.5~1.5μsec), 因此在變頻器同一臂的導通截止就 會如圖 4.18 所示, T a T 互為交連產生暫時的導通, 造成短路 a 而使 IGBT 燒毀 為防止上述情形發生, 我們必須利用 R-C 電路 配合史密特觸發器來使訊號產生延遲, 延遲時間大約為 10μsec ton toff ton toff T a T a 圖 4.18 未加延遲變頻器同一臂導通截止狀況 5V 74LS74 D SET Q 74LS14 20K 74LS14 T a 4.7K V a 74LS14 CLR Q 74LS14 103 20K 103 74LS14 T a 圖 4.19 延遲電路接線圖 32

4.4.1 D 型正反器 (74LS74) D 型正反器 ( 如圖 4-20 表 4-2) 有兩種不同的輸入型態, 分為同步與非同步, 同步指的是 D( 資料 ) 和 CK( 時脈 ); 非同步指的是 PRE ( 預置 ) 和 CLR ( 重置 ), 因效果和計時脈衝無關, 所以被稱為非同步 PRE 和 CLR 是低準位動作的輸入端, 當 PRE 為低準位時, 不管輸入信號在哪一種場合, 輸出 Q 形成 H, 當 PRE 為高準位而 CLR 為低準位時, 輸出 Q 變成 L, 若 PRE 和 CLR 都為低準位時,Q 和 Q 都會為 H, 並一直保持這種狀態, 直到一個激發被移走, 此種形式的操作最好不要發生 當 PRE 和 CLR 都為高準位時, 這時才會考慮到 D 和 CK, 當 CK 正邊緣觸發時, 若 D 為高準位則輸出 Q 為 H, 若 D 為低準位則輸出 Q 為 L 輸入 輸出 D PRE Q PRE CLR CK D Q Q L H X X H L H L X X L H CLR Q L L X X H H H H H H L H H L L H H H L X No change 圖 4.20 D 型正反器 表 4-2 D 型正反器邏輯表 33

4.4.2 史密特觸發器 (Schtt trigger) (74LS14) 史密特觸發器的效果如圖 4.21, 史密特觸發器有兩點臨界電壓, 正向臨界電壓和負向臨界電壓, 它們之間的差稱為遲滯現象, 因為此現象, 史密特觸發器才能將比較慢的波形處理的像方波 當輸入電壓通過正向臨界電壓時, 史密特觸發器的輸出是低準位, 而觸發後, 輸入電壓即使再降到正向臨界電壓, 它仍處於導通狀態, 直到輸入電壓低到負向臨界電壓, 才會使史密特觸發器截止 由於史密特觸發器具有滯後現象之特性, 故可作為 波形整形 及 雜訊 ( 抖動 -chattering) 除去 等目的來使用 圖 4-21 史密特觸發器效果 史密特觸發器的原理表示如圖 4-22, 也可以由一般的邏輯閘來製作, 此時滯後現象的幅度可以有某些程度的調整 延遲時間會降低變頻器輸出電壓的基本波大小, 並且產生低階諧波 (Low Order Harmonice), 變頻器輸出電壓的失真將造成電流漣波, 降低感應馬達控制的特性 34

圖 4.22 史密特觸發原理使用 R-C 電路來達成時間延遲, 需要改變 R 來調整延遲時間的長短 ;R 延遲時間 t 長, 反之 R 延遲時間 t 短 在使用前須先檢查延遲的時間, 以免讓後面的電路造成錯誤, 發生不可挽回的結果 電路說明 : 三角波與正弦波比較後得到的 SPWM 信號, 從延遲電路的輸入端輸入, 經過一個 D 型正反器 (D Flip Flop), 產生一正向 一反向的 PWM 波形 ; 再經過 RC 電路及史密特觸發器, 產生延遲時間的動作, 輸出即是有延遲時間的 SPWM 信號 T a T a TD TD TD TD T a T a 圖 4.23 經延遲電路後產生的延遲時間 35

4.5 觸發電路 觸發電路主要使用 TLP250 光耦合器組成 IGBT 觸發電壓需 要 15V 和 -15V 來判定導通或截止 經 TLP250 光耦合器將控制級的 5V 轉為功率級所需要的 15V 和 -15V 光耦合器還有隔離作用, 隔 離控制級電路與功率級電路, 以免因共地而產生短路情形 使用 光耦合器隔離控制電路的特點如下 : ( 1 ) 工作頻寬高 : 採用光耦合器隔離, 可適用於寬頻之觸發信號 ( 2 ) 驅動能力強 : 由於其觸發電路取決於二次側電路, 同時二次側有一 額外獨立正 負電源, 其中 T a T b T c 的觸發信號 各有一組獨立之正 負電源, 而 T T T 的觸發 信號則共用一組獨立之正 負電源, 驅動電路較易設 計成高速切換之電路 光耦合器 (photo coupler) 也稱光隔離器 (photo isolator), 是把發 光元件和受光元件組合起來 用來傳送信號 發光部份是用高效 率的砷化鎵紅外線發光二極體, 受光部分則是以光電晶體取代 LED 和光電晶體之間隔著一段距離, 就電器而言彼此互為隔離 ( 絕 緣 ) 之狀態, 因此光耦合器廣泛地用來作為數位信號 (ON / OFF) a b c 36

的隔離傳送元件 以光耦合器作為信號轉換, 可以達到電性完全隔離 電性的隔離可以阻止電路中所產生的雜訊傳送到另一電路, 所以可以用於雜訊大的場所, 避免雜訊產生誤動作 光耦合器具有下列優點 : 1. 輸入和輸出在電氣上完全絕緣的 2. 體積小 重量輕 3. 信號傳遞為單一方向, 輸出不影響輸入 故無負載效應 4. 電流轉移比 (CTR) 高,( 電流轉移比是指檢測 ~ 電流對發射器電流之比, 通常 CTR 範園為 25%-400%), 無接點, 壽命長 缺點 : 頻率特性只達 100KHZ 光耦合器所能通過的電流和所加的電壓有限制, 所以不適合大電力控制 1 8 V CC 2 VF 7 V O 3 6 V O 4 5 GND 圖 4-24 TLP250 內部構造 37

+5V +5V 200 200 7404 15V 8 0.1 F C1384 2 T 24 6 a G1 3 1K 5 A684 7404 E 15V 1 TLP250 +5V +5V 200 200 7404 15V 8 0.1 F C1384 2 T 24 6 a G4 3 1K 5 A684 7404 E 15V 4 TLP250 +5V +5V 200 200 7404 15V 8 0.1 F C1384 2 T 24 6 b G3 3 1K 5 A684 7404 E 15V 3 TLP250 +5V +5V 200 200 7404 15V 8 0.1 F C1384 2 T 24 6 b G6 3 1K 5 A684 7404 E 15V 6 TLP250 +5V +5V 200 200 7404 15V 8 0.1 F C1384 2 T 24 6 c G5 3 1K 5 A684 7404 E 15V 5 TLP250 +5V +5V 200 200 7404 15V 8 0.1 F C1384 2 T 24 6 c G2 3 1K 5 A684 7404 E 15V 2 TLP250 圖 4-25 觸發電路接線圖 38

第五章專題成果 5.1 實際測量波形正弦波輸出波形 : 三相弦波 a 相與 b相比較的波形 圖 5.1 三相弦波 a 相與 b 相比較波形 39

三角波波形 : 由三角波產生器產生的 4KHz 三角波 圖 5.2 三角波波形 延遲電路波形 : 延遲時間為 10 sec, 下圖為 T a T a 比較波形 圖 5.3 延遲電路波形 40

控制信號端輸出電壓與三相弦波比較情況 : 輸入電壓為 3V 時 : 圖 5.4 輸入電壓 3V 與 a 相比較波形輸入電壓為 6V 時 : 圖 5.5 輸入電壓 6V 與 a 相比較波形 41

輸入電壓為 10V 時 : 圖 5.6 輸入電壓 10V 與 a 相比較波形 SPWM 波形 : 此為下圖為 T a T a 之 SPWM 比較波形 圖 5.7 SPWM 波形 42

輸出電壓與回授電壓比較 : CH 1: 輸入控制信號端電壓 CH 2 : 回授所得電壓 圖 5.7 輸入電壓 3V 回授電壓 3V 圖 5.8 輸入電壓 6V 回授電壓 6V 43

* sl * 2 1 a a b b c c 3 220V 5.2 系統架構圖 T T T T T T V a V b V c V T V as V bs V cs e * r r r r 圖 5.10 馬達純量控制之系統架構圖 44

5.3 實體電路圖 圖 5.11 三相橋式整流電路 & 變頻器電路 圖 5.12 電源電路 45

圖 5.13 轉速回授控制電路 圖 5.14 三相弦波電路 46

圖 5.15 三角波與比較器電路 圖 5.16 延遲電路 47

圖 5.17 觸發電路 圖 5.18 馬達純量控制實體模組圖 48

第六章結論與製作感想 結論 : 要使用變頻器來驅動三相感應馬達, 必須先給予一個命令電壓, 此電壓經過三相弦波電路後即可產生一組穩定的三相弦波, 三相弦波與三角波比較之後可得到 SPWM 波, 再經延遲與觸發後送入變頻器即可控制三相感應馬達的轉速, 馬達 ENCODER 輸出的頻率脈波再經由除頻與頻率轉電壓電路後可得到回授電壓與命令電壓做比較, 完成整個閉迴路控制 送電前必須先確認 SPWM 波的延遲時間是否正確, 有無確實輸入 IGBT, 否則會導致功率級元件的損毀 過程中也必須了解理論上的控制原理及信號傳送流程, 再配合各種元件的 data-sheet 便可把整個模組完成 製作感想 : 由於之前並沒有深入的接觸與研讀過馬達與變頻器相關的領域, 以至於專題製作的初期相當辛苦, 必須將每個模組的原理與功用熟悉, 從變頻器開始往上推每個模組, 並將每個模組連起來完成整個的控制系統 過程中學會了尋找電路中的問題, 並且能夠解決, 也養成了經由 data-sheet 來了解電子元件特性的習慣 在整個過程中非常感謝老師的熱心教導, 還有學長陳宥中 何彥頡 陳煜璋 王威程的指導, 才能了解並且完成整個專題 49

參考文獻 [1] 仲成儀器股份有限公司編輯部 電動機控制理論與實習 全華科技圖書股份有限公司印行 [2] 蕭霖癸 劉乙璋 張佳源 鄒心權 吳志中 三相感應馬達之驅動器製作 崑山科技大學電機工程系 [3] 蕭霖癸 李明學 陳曆新 陳明厚 郭玟亨 洪嘉彥 三相感應馬達定電壓頻率比閉迴路速度控制系統之研製 崑山科技大學電機工程系 [3] 蕭霖癸 陳煜璋 郭晁瑋 三相感應馬達的驅動器製作及閉迴路轉速控制 崑山科技大學電機工程系 [4] 林法正 魏榮宗 電機控制 / 滄海 [5] DANIEL W. HART 電力電子學 王順忠譯 東華書局 50

附錄 IGBT 元件資料 51

附錄 飛輪二極體元件資料 52

附錄 EEPROM 元件資料 53

附錄 LM331 元件資料 54

55

附錄 史密特觸發器元件資料 56

附錄 TL074 元件資料 57

附錄 TLP250 元件資料 58

附錄 AD7524 元件資料 59

附錄 74LS93 元件資料 60