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就冀
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1 Technology & Application ACT30 Series IC discrete controller and its application 魏炜, 李伟, 高季荪中图分类号 :TM57 文献标识码 :B 文章编号 : (2009) 在小功率电池充电器, 电源适配器及开关电源中, 广泛采用 RCC 变换器 (Ring ing Choke Converter), 其基本电路如图 1 所示体管不仅如此,ACT30 系列独立控制器, 还具有输出短路保护, 过流保护及欠压保护等功能下面对 IC 器件及其实用电路作一详细介绍图 1 RCC 基本电路这种 RCC 电路由于是基极激励, 其安全工作电压受 BVceo 的限制但是, 如果采用了 ACT30 系列独立控制器, 接在普通 NPN 型开关晶体管的射极, 或 N 沟道 MOSFET 的源极如图 2 所示, 采取射极激励的方式就可大大改善 NPN 型晶体管的安全工作范围如图 3 所示, 我们知道, 通常 BVcbo>BVceo, 图中的安全工作电压由 Vceo 扩大到 Vcbo 这样, 对于 V AC =265V 的电网电压就可采用下列较便宜的最普通的 NPN 型功率开关晶图 3 NPN 反偏安全工作区图 2 简化应用线路

2 Technology & Application 表 1 晶体管型号 BVcbo(V) BVceo(V) Ic(A) HFEmin 封装形式 W13003B TO-126 W TO-126 W13003D TO-126 W13002B TO-92 1 如图 4 (a b) ACT30 系列 IC 块, 有两种封装形式 : TO-92( 图 4a) 和 SOT23-5 ( 图 4b) 表 2 引脚说明引脚号 TO-92 SOT23-5 引脚名称引脚说明 1 1 VDD 电源输入端, 连接光耦的射极, 在内部限制到 5.5V, 用一个适当的补偿网络旁路到地 2 2 GND 接地 3 DRV 驱动输出 (TO-92) 接到高压管 NPN 或 MOSFET 的射极对于 ATC30A/C, DRV 脚内连到 DRV1 对于 AC30B/D, DRV 内连到 DRV1 和 DRV2 5 DRV1 驱动输出 1(SOT23-5) 在启动期间, 也用作电源输入端 4 DRV2 驱动输出 2(SOT23-5) 3 FREQ 频率选择 (S D T23-5) 该端子有个内部的 200k Ω 下拉电阻, 在 100k H Z 时, 连到 V D D 在 65k H Z 时, 连到地或脱离断开 2 内部功能说明 : 见图 5 图 4 图 5 功能方框图

Technology & Application 图 5 为 ACT30 的功能方框图主要包括 : 开关控制逻辑, 两个带有并联电流检测的接通芯片中间电压驱动 MOSFETS 驱动器振荡器斜坡产生器电流限制 VC 发生器误差比较器打嗝控制偏置及欠压锁定和调压电路从图 5 看出, 该 IC 有 6 个内部端子,V DD 是电源供电端,DRV1 和 DRV2 是线性驱动输出,

3 Technology & Application 图 5 为 ACT30 的功能方框图主要包括 : 开关控制逻辑, 两个带有并联电流检测的接通芯片中间电压驱动 MOSFETS 驱动器振荡器斜坡产生器电流限制 VC 发生器误差比较器打嗝控制偏置及欠压锁定和调压电路从图 5 看出, 该 IC 有 6 个内部端子,V DD 是电源供电端,DRV1 和 DRV2 是线性驱动输出, 可以驱动外接 NPN 高压晶体管或 N 沟道 MOSFET 管的射极这种射极驱动方式, 可充分利用晶体管的 BVcbo 高的优点可采用低成本的晶体管, 如 W13003D(Vcbo700V) 或 W13003(BVcbo=600V) 适用输入电压变化较宽的范围转换速度限制的驱动和外接 NPN 晶体管的截止特性一起可使 EMI 降低驱动峰值电流 ( 相对于供电电压 V DD ) 设定有负压系数, 这样, 较低的供电电压, 会自动引导出较高的 DRV1 峰值电流, 这种方式, 当供电电压降低时, 光耦器可以直接控制 V DD 去影响驱动电流增加 1#FREQ 端子线, 在 ACT30C/D TO-92 中被熔接到 V DD 端, 2#DRV2 端子线在 ACT30B/D TO-92 中被熔接到 DRV1 3 ACT30 的启动时序, 参看图 2 简化应用电路, 及图 6 启动波形图 : 图 2 表明一个简化的应用电路开始, 微小电流通过电阻 R1 给电容 C1 充电, 晶体管作为射极跟随器, 使 DRV1 电压也随之升高, 内部调节器产生 V DD 电压等于 :VDR1-3.6V ( 对于 ACT30A/C) 或 DRV1-4.6VD,( 对于 ACT30B/D) 不过, 它最大不超过 5.5V 当 V DD 达到 5V 时, 该调节器电源的作用停止,V DD 开始下降 ( 由于有电流消耗 ), 当 V DD 电压降到低于 4.75V 时, 光耦反馈电路阻止 V DD 进一步下降这种转换作用也允许反馈绕组接替 C1 电容去供电图 6 为 ATC30 图 6 启动波形图的典型启动次序波形图为了限制反馈电压, 用 12V 稳压管 ( 对于 ACT30A/C) 或者 13V 稳压管,( 对于 ACT30B/D)( 图 2 中的 D1) 由于启动电流很小, 可以把启动电阻 R1 加大到 2MΩ 实际的 R1 值应按待机损耗和启动时间延迟两者兼顾考虑 4 正常工作 : 在正常工作时, 来自变压器次级侧的反馈信号, 通过光耦转换成电流信号注入 V DD 脚 V DD 脚的动态电阻为 9kΩ 综合的 V DD 电压影响 IC 的转换从功能方框图看出, 电流限制 VC 产生器利用 V DD 电压和基准电压 4.75V 之间的差, 在误差放大器的负输入端上产生一个成比例的偏差电压在每次开关周期开始点, 该驱动器接通当初级的电流增加时, 电流检测电阻电流 ( 是变压器初级电流的一部分 ) 也随时增加当该电压越过这个电流检测电阻加上振荡器斜坡信号, 等于误差比较器负的输入电压时, 该驱动器就关断这样, 峰值 DRV1 电流具有负电压系数为 -0.29A/V, 并可按下式计算 IDRV1PEAK=0.29A/V*(4.75V-V DD ) 对于 VDD<4.75V 工作期 <50% 当输出电压小于调节器电压,V DD 脚上的电流就是零并且 V DD 电压下降, 在 V DD =VUV=3.35V, 峰值 DRV1 电流最大为 400mAV DD 电压低时, 驱动电流 IDRV1 最大, 输出升到调整点, 超过此点, 光耦又动作, 来阻止 V DD 下降 5 极限电流的调节 : 该 IC 专有的驱动安排, 允许电流极限值在 400m A 及 1.2A 之间调节为了理解这点, 该驱动器必须按线性电阻器件来使用典型的电阻值为 3.6Ω [ 而不是按数字输出开关用 ] 电流极限值则可通过图 7 所示的线性组合来计算对于 TO-92 封装 A C T30A / C, 均能设定到 400mA 极限值, 而 ACT30B/D 被设定为 800mA 极限值对于 ACT30E(SOT23-5) 包封, 提供 DVR1 和 DVR2 两个端子 6 脉冲频率跳变 : PFWM 开关控制逻辑方框, 依据输出负载电流大小按不同的模式工作在轻载下,V DD 电压约为 4.75V 由每个开关周期( 最小导

4 Technology & Application 导通芯片检测器比较 DRV1 电压和 6.8V 电压, 如果 DRV1 电压低于 6.8V, 则 IC 就不起动下一个周期, 使辅助电压和 V DD 电压两者进一步下降, 当 V DD 电压降低于 3.35V 时, 电路则进入启动模式这种打嗝状态, 一直持续到短路被排除为止有这样的特性, 使有效的工作比很低, 短路电流很小为确保 IC 容易地进入打嗝模式, 变压器这样绕制, 使反馈和输出绕组间紧密耦合按下述次序来绕制 ; 从骨架上开始, 初级绕组输出绕组反馈绕组下面介绍采用 ACT30 构成的两种实用电路图 7 驱动输出结构通时间为 500nS) 传输到输出端的能量, 引起 V DD 稍微增加到高于 4.75V,FPWM 开关控制逻辑方框能够检测出这种状态, 并阻止 V DD 再低于 4.75V 这就导致在脉冲宽度固定而频率可变的情况下, 产生一种脉冲频率跳跃作用因为开关频率下降了, 所以, 使功耗降低, 典型的系统待机功耗是 0.15W 7 输出短路打嗝 : 当输出端短路时,ACT30 就进入打嗝模态工作在这种状态下, 辅助的供电电压减弱了在每周期截止时间内, 如图 8 所示开关电源电路 : 其输入电压为 V, 50Hz/60Hz, 最大输出功率 5W 输出电压 Vout=5V±0.5%, 输出电流 Iout=0-1A 开关频率 65kHz 该电路元件的参数值列于表 3, 变压器资料列于表 4 表 3 电路元件参数符号数值说明 R1,R2 510K/1206 5% R3,R4 200K/1206 5% R5,R7 330R/0805 5% R6 100R/0806 5% R8 200R/0805 5% 图 8 AC-DC 适配器

5 Technology & Application R9a 51R/0805 5% R9b 510R/0805 5% R10,R11 1K/0805 5% R12,R13 5.1K/0805 1% R R 1%,1.5W R15 3.3R/1206 1% R17 30R/0805 5% C1,C2 4.7uF/400V Electrolytic Cap C3 22uF/16V Electrolytic Cap C4 1000pF/1KV Ceramic Cap C5 10uF/10V Electrolytic Cap C6 10nF/0805 X7R,20% C7 1000uF/10V Electrolytic Cap C8 470uF/10V Electrolytic Cap C9 0.33uF/0805 X7R,20% C PF/500V Ceramic Cap CY 1000PF/400V Y Class Cap D1-D4 1N4007 D5 FR107 D6,D7 1N4148 Glass Case D8 SR306 Schottky Diode Z1 12V Zener Diode,Glass Case L1 330uH L2 10uH/1.5A Q1 W13003B TO-126,β>15 Q2 2N5551 SOT23-3 IC1 ACT30A TO-92 IC2 PC817B DIP4 IC3 TL431 TO-92 F1 1A FUSE T EE16-5V1A EE16 10Pins Pcb 34.1mm 54.4mm FR-4,Sing Layer 35um 电路工作详细说明如下 : 输入级 : 输入交流电压通过 D1-D4,C1 和 C2, 保险管 F1, 整流滤波保险管 F1 是一种阻燃的可熔断型, 防止故障状态, 并满足安规故障测试要求 C1 和 C2 的数值, 这样选择, 为满足 2uF/W 电容, 所用电容值较小电源频率输出纹波会增加典型情况下, 差模 EMI(<500kHz) 也会增加为满足 EN55022B/CISPR22B, 及 FCCB 传导 EMC 限额要求由电容 C1 和 C2 及电感 L1 组成形滤波器 ACT30A 工作 : 接通电源, 高压就加在变压器 T1 的 1 脚上然后, 微小电流就通过电阻 (R1+R2) 给电容 C3 充电, 而晶体管 Q1 作为一个射极跟随器, 提升 ACT30A 的引脚 3(DRV1) 上的电压,IC 内部调节器产生一个电压等于 VDRV1-3.6,( 最大值为 5.5V) 加到 ACT30A 的 1# 脚 (FB/V DD ) 并通过 R8 给 C5 充电当 VDRV 增加到 8.6V(V DD 达到 5V) 该调节器电源的作用停止, 而 V DD 则开始下降由于 ACT30A 的内耗电流流过, 当 V DD 电压降到低于 4.75V 时,IC 就开始工作, 驱动电流增加, 利用 C5 中的能量去供给 IC 当该输出电压达到调节点时, 光耦 (IC2) 反馈电路就阻止 V DD 进一步下降该变压器也可用输出绕组接替供电电容经过 IC2 的次级驱动 Q1 的射极 (R1+R2) 的数值决定着启动时间 (R1+R2) 也影响待机损耗, 而 C3 在输出建立期间内 ( 在这段时间输出绕组可能不会给 C3 足够的能量 ) 还起驱动 Q1 基极的作用, 这样 (R1+R2) 和 C3 的数值应该在待机损耗和输出建立时间及在最小输入电压下有满载输出之间进行权衡选择在输出建立期间,C5 还用作 ACT30A 的电源这样, 它就应该储存足够的能量, 以保证在最差的条件 ( 在输入电压最小时满载输出 ) 下也能建立起输出,(R8+C5) 对整个回路工作的稳定性还起着极性补偿作用 C6 是 ACT30A 的 FB/V DD 脚对地的解耦电容器 D6 是对反馈绕组电压的整流二极管,R6 是限流电阻,R6 值大些会减少反馈绕组的损耗, 提高效率但它也不能太大, 应该保证在待机状态有正常的输出表 4 变压器数据资料磁芯 EE16 骨架水平面 10 个脚气隙 0.16 [ 电感值 (1-3 脚 )2.4mH] 漏感小于 80uH [ 把 4,5,9,10 脚短路, 在 90kHz 下测量 1-3 脚电感 ] 名称脚针起点 / 终点绕组漆包线匝数备注 W1 3/1 初级 UEW0.2mm 138 内部最大绕组绕组技术指标和 W2 5/ 浮动屏蔽 UEW0.15mm 1 层间隔均匀结构 W3 4/5 反馈 TEX-E0.5mm 10 W4 10/9 输出 UEW0.2mm 22 均匀间置 W5 5/ 浮动屏蔽 UEW0.15mm 1 层均匀间置

6 Technology & Application Z1 是稳压二极管, 用来箝位 C3 上的电压, 阻止它升得太高,( 在满载状态 )R10 是用来控制回路增益, 防止在输出建立期间,ACT30 的 FB/V DD 脚过冲电压, 高于 4.75V, 进入破坏模态工作 R7 决定着 Q1 基极的驱动电流, 因为 Q1 应该总是工作在饱和状态 ( 否则 VCE 会升高, 功耗变大,Q1 会有危险 ) 即基极电流 Ib 应大于 Ic/β D7 是 Q1B-E 结的反向二极管如果 R7 较小会引起 Q1 深饱和, 从而增加 ACT30 从导通转向截止时的时间间隔 (Q1 的翻转时间 ) 增加了过渡损耗效率降低,EMI 性能也变差所以, 在保证 Q1 在所有状态均工作在饱和状态的前提下, R7 应该尽可能选大些 Q1 是该变换器的主开关元件, 当 ACT30 切断时, 它要承受直流高压, 这里采用了所谓射极驱动的新型结构, 取代基极驱动所以,SOA( 安全工作范围 ) 从 VCEO 增加到 VCBO, 可以用常规的 NPN 型 W13003 TO-126 封装的晶体管作为 Q1 RCD 吸收电路吸收电路由 R3,R4,R5 C4 及 D5 组成, 由于变压器 T1 的漏感, 在由导通过度到截止期间, 会产生高压尖峰信号它会击穿 Q1 并引起 EMI 所以, 必须箝住该尖峰信号, 以保护 Q1, 并得到较好的 EMI 结果,R3 及 R4 数值小,C4 容量大些, 会吸收较多的尖峰能量, 并把它箝到一个较低的电压, 但又会增加待机损耗 D5 应选择快恢复或超快恢复二极管, 当然, 快速恢复二极管较便宜些输出级和反馈 ( 恒压,CV 及恒流 CC 控制 ) D8 是次级整流二极管, 应在最大环境温度下, 按平均电流乘以正向压降所产生的功率 ( 温升 ) 来考虑快恢复或超快恢复 PN 型二极管由 R17 和 C10 组成的吸收电路可以接在 D8 两端, 以改善 EMI 性能 C7 和 C8 是输出电容, 要求选用等效串联电阻 ESR 低的铝电解电容器, 满足输出电压和纹波电流要求附加的低通滤波器可由 C7 和 C8 及电感 L2 来组成这可改善输出电压纹波及 EMI 性能输出电压 ( 恒压 CV 型 ) 可通过 R12R13 及 IC3 的基准电压 (VREF) 来计算,R12R13 精度应为 1% 的精密电阻, 以保证输出电压精度反馈环由光耦 (IC2),R9a,R9b, Q2 及电压基准 (IC3) 典型情况用 TL431 作 I C3, 组成 IC2 也作为变压器初级的隔离元件它的电流传输比 CTR(current transition ratio) 应接近可选 B 级 PC817 R9a 是用来控制回路增益,R9b 维持 Q2 的偏流,IC3 保证在所有状态的启动 CV 模式是由 IC2,R9a,R9b 及 IC3R12,R13 来执行的, 当输出电流未高出设置点, 转换工作在 CV 模式, 而输出电压等于 VREF (1+R12/R13) Ca 和 R14 是 IC3 的补偿环节, 为了保持输出稳定 CC 模式是由 IC2,R9a,R9b 和 Q2,R11,R14,R15 来执行的, 实际上,R14 R15 是用作电流检测电阻当 R14/R15 上的电压降超过 Q2 的 VBE 电压时,Q2 就导通, 并通过驱动 IC2 的初级 LED 接替控制该回路这样, 最大的输出电流近似等于 VBE/(R14 R15), R14,R15 的精度为 1% 以获得最大输出电流对于 R14 用 1W 金属膜电阻即可 R15,R11 则可用 SMD 电阻来限制 Q2 的基极电流 EMI 消除正如上节所述,C1 与 C2 之间的 L1,C7 和 C8 之间的 L2,C10 同 R17 串联,RCD 吸收电路都对改善 EMI 性能有好处为了消除传导及辐射 EMI, 以满足 EN55022B/CISPR22B 及 FCCB 规范, 也采用其它手段 CY 是降低 EMI 的主要元件它起 Y 电容的作用 CY 值大了会得到较好的 EMI 性能, 但又会使变压器初级 - 次级间产生较多的漏电流在绕制变压器时, 附加绕制一个绕组作为屏蔽如果必要可采用铜箔缠绕在变压器外面, 作为电通量的导通, 可获得较大的 EMI 裕度图 10 为采用 ACT30 和 ACT32( 相当于 TL431) 及 W13002A[TO-92,BVceo>400v,BVcbo>600V] 构成的 3.75W 充电器输入 V, 输出为 5V/0.75A 图 9 变压器绕组

7 Technology & Application 为了改变直流输出电压 VoutCV 和直流电流大小 IoutCC, 可改变 R7 和 R6 : R7=80KΩ*[(VoutCV-1V)/3.8V-1] R6=250mA/IoutCC 该电路的性能概括在表 5 中表 5 110V/AC 220V/AC 待机功耗 0.09W 0.15W 最大电流 0.75A 0.75A 满载效率 65% 67% 采用 ATC30 布置 PCB 时应注意 1 ACT30 的 VDD 脚要接旁路元件 ( 图 6 中的 C5 C6), 且这些元件的接地是和变压器初级侧和输入滤波电容器 ( 图 6 中的 C2) 的接地端子用星点连接起来 2 使输入滤波器, 变压器初级绕组, 及高压晶体管以及 ACT30 之间的连接线或回路尽量短 3 使 ACT30 引脚和高压晶体管的引脚间连接尽量短 4 使变压器次级绕组, 输出整流二极管及输出滤波电容间的回路尽量短 5 为了散热, 高压晶体管, 输出整流二极管及分流电阻引脚连接的铜箔尺寸适当大些 ( 注意, 使用时不能超过这些极限值, 以免损伤器件, 也不能在最大的额定状态长期使用这会影响器件的寿命 ) 参数数值单位 V DD,FREQ 端子电压 V V DD 电流 20 ma DRV DRV1 DRV2 电压 V 连续 DRV DRV1 DRV2 电流内部限制 A 最大功耗 TO W SOT W 工作结温储存温度引脚焊接 ( 焊接时间 10S) 300 VDD=4V Tj=25 ( 测量 ) 图 10 小功率充电器

8 Technology & Application 表 6 参数符号测试条件最小值典型值最大值单位 V DD 启动电压 VSTART 上升沿 V DRV1 启动电压 VDRVST DRV1 必须高于这个启动电压 ACT30A/C ACT30B/D V DRV1 短路检测门限 VSCDRV 6.8 V V DD 欠压门限 VUV 下降沿 V V DD 箝位电压 10mA V 启动供电流 IDDST V DD =4V 在欠电压之前 ma 供给电流 IDD ma 开关频率 FSW ACT30A/B 或 FREQ= ACT30C/D 或 FREQ=V DD khz 最大工作期 DMAX ACT30A/C,V DD =4V ACT30B/D,V DD =4V 60 % 最小工作期 DMIN V DD =4.6V 3.5 % ACT30A/C 400 ma 最大有效电流 ILIM V DD =VUV+0.1V ACT30B/D;ACT30E 在 DRV1=DRV2 800 V DD 对 DRV1 电流系数 GGAIN A/V V DD 动态阻抗 RVDD 9 kω DRV1 或 DRV2 导通驱动电阻 RDRV1,2 IDRV1=IDRV2=0.05A 3.6 Ω DRV1 上升时间 1nF 负载,15Ω 上拉 30 ns DRV1 下降时间 1nF 负载,15Ω 上拉 20 ns DRV1 及 DRV2 关断电流驱动关断 VDRV1=VDRV2=10V ua

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<49432C CFB5C1D0B6C0BFD8D6C6C6F7BCB0C6E4D3A6D3C32E696E6464> Technology & Application ACT30 IC ACT30 Series IC discrete controller and its application 中图分类号 :TM57 文献标识码 :B 文章编号 :1606-7517(2009)05-8-103 ACT30 IC RCC Ring ing Choke Converter 1 1 RCC RCC BVceo ACT30