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昌麻
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1 第 34 卷第 24 期中国电机工程学报 Vol.34 No.24 Aug.25, 年 8 月 25 日 Proceedigs of the CSEE 2014 Chi.Soc.for Elec.Eg DOI: /j pcsee 文章编号 : (2014) 中图分类号 :TM46 减少间接矩阵变换器共模电压的改进空间矢量调制策略粟梅, 张关关, 孙尧, 但汉兵, 李幸 ( 中南大学信息科学与工程学院, 湖南省长沙市 ) Improved Space Vector Modulatio to Reduce the Commo Mode Voltage for Idirect Matrix Coverters SU Mei, ZHANG Guagua, SUN Yao, DAN Habig, LI Xig (School of Iformatio Sciece & Egieerig, Cetral South Uiversity, Chagsha , Hua Provice, Ch) ABSTRACT: To reduce the commo-mode voltage (CMV) for idirect matrix coverter (IMC), the distributio of CMV with the covetioal space vector modulatio method was aalyzed, ad a improved space vector modulatio method was proposed. Beig differet from the covetioal oe, the proposed method focuses o the reorgaizatio of zero vectors i the rectifier ad iverter stage. O oe had, the peak-value of CMV is reduced greatly; o the other had, the switchig losses of the iverter stage are decreased, as well as distributio of the system switchig losses is chaged. Simulatio ad experimetal results verify the effectiveess of the proposed method. KEY WORDS: commo-mode voltage (CMV); idirect matrix coverter (IMC); space vector modulatio; zero vector 摘要 : 为抑制间接矩阵变换器工作时产生的共模电压, 分析传统空间矢量调制下间接矩阵变换器的共模电压分布规律, 并提出一种减少共模电压的改进空间矢量调制方法该方法的核心思想在于整流级和逆变级的零矢量重组, 完全不同于传统空间矢量调制该方法一方面大幅度的降低了共模电压, 另一方面降低了逆变级的开关损耗, 改变了系统开关损耗分布实验和仿真结果验证了该方法的有效性关键词 : 共模电压 ; 间接矩阵变换器 ; 空间矢量调制 ; 零矢量 0 引言 [1-2] 矩阵变换器作为一种新型绿色变频器, 基金项目 : 国家 863 高技术基金项目 (2012AA051601, 2012AA051603); 湖南省科技计划资助项目 (2013GK3009) The Natioal High Techology Research ad Developmet of Ch 863 Program (2012AA051601, 2012AA051603); Hua provice sciece ad techology pla Program(2013GK3009). 具有能量双向流动正弦输入输出电流输入功率因数可控输出电压幅值相位可控无中间储能环节和结构紧凑等诸多优点, 因而在电机驱动电源风力发电及电能质量控制器等领域具有广泛应用前景 [3-5] 然而, 矩阵变换器工作时, 会在电动机负载中性点产生高频高 du/dt 的共模电压 [6-8] 共模电压能够激励系统中杂散电容和耦合电容, 产生较大的共模电流, 对电源产生电磁干扰 ; 共模电压还导致电机绕组失效和轴承的损坏, 影响电机的正常运行 [9-12] 目前消除或改善矩阵变换器共模电压的方法主要有 : 输出滤波器的优化设计 [13] 拓扑结构 [14] [15,16-21] 的改善及调制策略的优化等但是, 前两种方法在不同程度上增加了系统的重量体积成本及损耗等, 且结构复杂相比之下, 通过调制策略的优化来消除共模电压更具吸引力传统矩阵变换器抑制共模电压的调制策略研究多基于空间矢量调制 [2], 主要有两类 :1) 灵活选择零矢量, 例如选择输入电压为中间值的某一相作为零矢量来达到减小共模电压的目的 [16] ;2) 避免出现零矢量, 例如采用一对相反矢量来代替一个零 [17] 矢量以抑制共模电压, 但该类方法通常不可避免地存在增加系统损耗降低输出电压性能等缺点文献 [18] 基于双电压合成策略, 通过改变零输出状态所对应的输入相电压的方法来减小共模电压的瞬时值 ; 文献 [19] 提出一种基于预测控制思想降低共模电压的方法, 将共模电压这一指标嵌入总目标函数, 但计算较为复杂间接矩阵变换器的拓扑结构与传统矩阵变换器不同, 调制策略也略有不同, 但减少共模电压的

2 4016 中国电机工程学报第 34 卷思想基本类似文献 [20-21] 利用两个较小线电压合成中间直流电压, 既降低了开关损耗, 又降低了共模电压, 但最大电压传输比被限制在 0.5; 文献 [21] 利用方向相反的两个有效电压矢量来代替零矢量可降低共模电压, 但增加了逆变级的开关次数 ; 文献 [22] 提出了利用 3 个有效矢量来合成期望的输出电压矢量, 但仅适用于电压传输比大于的场合综上所述, 不同抑制共模电压的调制策略会存在电压传输比受限或开关次数增加等弊端针对上述问题, 本文提出一种改进空间矢量调制策略与传统空间矢量调制策略不同, 在传统调制中, 间接矩阵变换器的整流级调制中通常不出现零矢量, 而本算法则采取整流级有零矢量而逆变级无零矢量的调制策略, 且在不降低电压传输比的前提下有效地减小了共模电压此外, 在任意调制周期中, 逆变级仅有一个桥臂上的开关进行动作, 降低了逆变级的开关损耗, 但整流级的开关换流次数增加, 从而改变了系统开关损耗分布同时为保证整流级开关的安全换流, 本文采用电压型四步换流策略通过仿真和实验验证该调制策略的有效性和正确性 1 间接矩阵变换器的空间矢量调制间接矩阵变换器的拓扑结构如图 1 所示, 其由双向电流型整流器 ( 整流级 ) 和电压型逆变器 ( 逆变级 ) 两个部分级联而成根据其结构特点, 间接矩阵 [23] 变换器的空间矢量调制可分为整流级电流空间矢量调制和逆变级电压空间矢量调制两个部分以下对传统空间矢量调制策略作简单介绍, 为分析方便, 假设单位功率因数调制 a b c Sap Sbp Scp Sa Sb Sc SAp SBp SCp A B SA SB SC C 负载图 1 间接矩阵变换器拓扑结构示意图 Fig. 1 Topology of the idirect matrix coverter 1) 整流级调制整流级的扇区划分如图 2 所示, 将输入电压在一个周期内分成 6 个扇区, 而每个扇区中均有一相输入电压的绝对值最大, 其余两相与该相电压极性相反当参考电流空间矢量位于第 I 扇区时,a 相输 u π/6 u a u b u c π/6 π/2 5π/6 7π/6 3π/2 I II III IV V VI 11π/6 ω i t 图 2 整流级输入电流空间矢量扇区图 Fig. 2 Iput curret space vector sectors i rectifier stage 入电压的绝对值最大且为正, 与 b c 两相电压极性相反, 为保证电压传输比最大, 采用线电压 u ab 和 u ac 合成中间直流电压整流级的输入电流空间矢量包含 6 个有效矢量和 3 个零矢量, 具体的矢量分布及参考电流空间矢量合成如图 3 所示,d α d β d 0c 分别为调制矢量 I α I β I 0 的占空比, 计算公式为 π dα = si( θsc ) 3 dβ = si( θsc) (1) d0c = 1 dα dβ 式中 θ sc 为参考输入电流矢量与有效矢量 I α 的夹角 I 4 (ba) I 5 (ca) IV I 3 (bc) III V II VI I I ref I (aa)or(bb)or(cc) I (cb) 6 0 I 2 (ac) I 1 (ab) dβ Iβ dα Iα θsc I β I ref (a) 矢量分布图 (b) 矢量合成图图 3 输入电流空间矢量分布及参考矢量合成图 Fig. 3 Space vector dgram ad the geeratio of referece iput curret space vector 2) 逆变级调制逆变级的输出电压空间矢量由 6 个有效矢量和 2 个零矢量组成, 在每个扇区中, 利用两个相邻有效矢量和零矢量来合成期望的输出电压空间矢量, 以参考电压矢量位于第 1 扇区为例, 有效矢量 V 1 V 2 及零矢量参与调制输出电压空间矢量分布及参考矢量合成如图 4 所示, 设 d m d 及 d 0v 分别为有效矢量 V m V 及零矢量的占空比, 计算公式为 π dm = mvsi( θsv) 3 (2) d = mvsi( θsv) d0v = 1 dm d 式中 :0 m v 1 为逆变级的调制系数, 也定义其为矩阵变换器的调制比 ;θ sv 为期望的输出电压矢量与 I α

3 第 24 期粟梅等 : 减少间接矩阵变换器共模电压的改进空间矢量调制策略 4017 V 4 (0,1,0) V 5 (0,1,1) V 3 (1,1, 0) 2 6 V ref 1 V (0,0,1) 6 V (0,0,0)or V (1,1,1) 0 7 (a) 矢量分布图 V 2 (1, 0, 0) V 1 (1, 0,1) dv m θsv d V m V V ref V m (b) 矢量合成图图 4 输出电压空间矢量分布及参考矢量合成图 Fig. 4 Space vector dgram ad the geeratio of referece output voltage space vector 有效矢量 V m 的夹角 3) 脉冲序列安排为获得理想的输入输出特性, 整流级和逆变级的调制需协调进行在一个调制周期 T s 时间内, 结合式 (1) 和 (2) 可计算出整流级和逆变级采用不同矢量进行调制的作用时间, 假设 d αm d α d βm d β 分别表示当整流级为有效矢量 I α I β 时逆变级采用不同有效矢量 I m I 进行调制时的占空比, 具体计算如式 (3) 所示 : dαm = dαdm dα = dαd (3) dβm = dβdm dβ = dβd 间接矩阵变换器的传统空间矢量调制中, 整流级的调制通常无零矢量参与以参考电流空间矢量位于第 I 扇区而参考电压空间矢量位于第 2 扇区为例, 整流级利用有效矢量 I 1 和 I 2 进行调制, 中间直流电压 u dc 由输入线电压 u ab 和 u ac 合成 ; 而逆变级利用有效矢量 V 2 V 3 及零矢量来合成期望的输出电压矢量, 采用双边对称脉冲序列进行调制, 具体的开关动作如图 5 所示结合式 (3), 图 5 中作用时间分别为 τ 1 =0.5d αm T s 逆变整流 S Ap S Bp S Cp S ap S b S c u ab u ac u ab τ 0 τ 1 τ 2 τ 3 τ 4 τ 5 τ 6 τ 5 τ 4 τ 3 τ 2 τ 1 τ Ts 图 5 传统空间矢量调制的双边调制脉冲示意图 Fig. 5 Double-side switchig patter of covetioal space vector modulatio method T s τ 2 =0.5d α T s τ 0 =0.5[0.5d α /(d α +d β ) τ 1 τ 2 ]T s τ 3 =τ 0 τ 5 =0.5d β T s τ 6 =d βm T s τ 4 =0.5[d β /(d α +d β ) 2τ 5 τ 6 ]T s 由图 5 可知, 逆变级开关频率是整流级开关频率的两倍, 且在每个开关周期中, 逆变级中 3 个桥臂上的开关都处于动作状态, 而整流级有两相桥臂上的开关处于动作状态另外, 整流级开关进行换流的时刻均发生在逆变级为零矢量调制时, 所以整流级开关为零电流换流, 换流简单 2 共模电压分析间接矩阵变换器驱动三相交流电机负载的示意图如图 6 所示, 其共模电压指电机中性点与电源地之间的电压, 它可表示为 uao + ubo + uco uno = (4) 3 o u a u b u c i com A B C i A i B i C Z No 电机图 6 矩阵变换器系统共模电压和共模电流产生示意图 Fig. 6 Geeratio of commo-mode voltage ad commo-mode curret i matrix coverter system 以图 5 中的脉冲序列为例, 讨论在半个开关周期内共模电压的分布状况假设整流级的调制矢量为 I 1 (ab) 和逆变级的调制矢量为 V 0, 此时, 直流母线的正极和 a 相电源相连, 母线的负极和 b 相电源相连 ; 逆变级输出端 A B C 均和直流母线的负极相连, 即和 b 相电源相连根据式 (4), 共模电压为 u No =(u b +u b +u b )/3=u b 因此时 3 U im /2 u b 0, 故 u No ( 3 U im /2,0), 最大值的大小为 3 U im /2, 其中 U im 为输入电压的峰值其它情况与此类似, 经过分析共模电压分布规律如表 1 所示由表 1 可知, 共模电压的大小为一时变量, 在半个开关周期内由 7 段电压组成, 其极大值出现在逆变级为零矢量 V 7 时, 且最大的幅值等于输入电压的峰值 U im 所以降低共模电压的方案一般分为两种 : 一是当逆变级使用零矢量时使中间直流母线与输入电压绝对值最小的相相连 ; 二是避免逆变级使用零矢量通常, 采用第一种方法较为简单实用, 比如此时, 逆变级的零矢量仅选择 V 0 就会有助于共模电压的降低 [24], 但在此框架下, 无论如何选择零矢量均难以实现直流母线与输入电压绝对值最 N u No

4 4018 中国电机工程学报第 34 卷表 1 半个周期内共模电压的分布规律 Tab.1 Distributio of the commo-mode voltage withi half of the switchig period u dc 矢量 u No 取值范围最大值 V 0 u b ( 3 U im /2,0) 3 U im /2 u ab V 2 u bc /3 ( 3 U im /6, 3 U im /6) 3 U im /6 V 3 u ac /3 ( 3 U im /6, 3 U im /3) 3 U im /3 V 7 u a ( 3 U im /2, U im ) U im 整流逆变 S Ap S Bp S Cp S ap S c u ab u ac u cc u ac u ab u ac V 7 u a ( 3 U im /2, U im ) U im V 3 u ab /3 ( 3 U im /6, 3 U im /3) 3 U im /3 V 2 u cb /3 ( 3 U im /6, 3 U im /6) 3 U im /6 V 0 u c ( 3 U im /2,0) 3 U im /2 小的相相连因此, 共模电压依然较大 3 改进空间矢量调制与间接矩阵变换器的传统空间矢量调制不同, 本算法将原本作用于逆变级的零矢量分配到整流级的调制中, 且选择的零矢量可保证中间直流母线和输入电压绝对值最小的相相连, 以避免出现大的共模电压改进的空间矢量调制中, 整流级的调制有零矢量参与, 中间直流电压由最大线电压次大线电压以及零电压合成, 其中零电压有 3 种可能的选择 : u aa u bb u cc 零电压的选择原则为: 一是根据输入电压的绝对值大小, 若调制扇区中 i 相输入电压绝对值极小, 则选择 u ii, 其中 i {a,b,c}; 二是需要满足任意时刻只有一个开关状态需要切换的约束以参考电流矢量位于第 I 扇区为例, 中间直流电压由 u ab u ac 以及零电压合成, 因间接矩阵变换器为保证瞬时中间直流电压极性为上正下负, 功率因数角不能超过 ±π/6, 所以此时 a 相电压不可能是三相输入电压中绝对值的极小值, 因此, 零电压可行的选择为 u bb 或 u cc, 那么共模电压的最大值不会超过 U im /2 假定零电压矢量总放置在每个开关周期的正中间, 若 c 相输入电压绝对值极小, 则中间直流电压合成顺序为 :u ab u ac u cc u ac u ab, 正如图 7 所示 ; 若 b 相输入电压绝对值极小, 则中间直流电压合成顺序为 :u ac u ab u bb u ab u ac 同时假设期望的输出电压矢量位于第 2 扇区, 那么, 在中间直流电压为 u ab u ac 时, 逆变级的开关序列安排要保证有效矢量 V 2 和 V 3 的合成满足式 (3), 而在中间直流电压为 u bb 或 u cc 时, 逆变级开关状态可根据实际情况任意选择图 7 是一种典型的开关序列安排方式此时, 每个开关周期内逆变级仅有一个桥臂上的开关需要状态切换, 而整流级 S cp 0 τ 1 τ 2 τ 3 τ 4 τ 5 τ 4 τ 3 τ 1 T s 0.5Ts 图 7 改进空间矢量调制策略中的双边调制脉冲示意图 Fig. 7 Double-side switchig patter of improved space vector modulatio method 三相桥臂上的开关均需要状态切换, 相比传统空间矢量调制策略, 逆变级开关次数明显减少, 但整流级开关换流次数增加, 因此, 该算法改变了矩阵变换器系统开关损耗分布状况就共模电压变化频率而言, 改进算法中的共模电压在每个调制周期内变化 8 次 ; 而在传统调制中, 根据图 5, 若采用了 V 0 和 V 7 这两个零矢量, 其共模电压在一个调制周期内的变化次数为 10 次当然, 如果在传统调制中仅采用 V 0 或 V 7 中的任意一个零矢量, 共模电压变化次数也为 8 次, 和改进算法一致结合式 (3) 可得, 图 7 中的作用时间分别为 τ 1 =0.5d αm T s τ 2 =0.5d α T s τ 3 =0.5d β T s τ 4 =0.5d βm T s τ 5 =[1 2(τ 1 +τ 2 +τ 3 +τ 4 )]T s 值得注意的是, 在整流级进行开关状态切换时, 逆变级处于有效矢量参与调制的状态, 整流级开关必须采用合理的换流策略以实现安全换流结合上述分析可知, 在改进调制策略中整流级为零矢量时, 共模电压的最大值不会超过 U im /2, 而整流级的有效矢量调制作用不变, 故由表 1 可知, 共模电压的最大值可减小为输入电压峰值的 3/3 倍 4 仿真和实验 4.1 仿真研究为验证改进空间矢量调制算法的正确性和可行性, 借助 Matlab/Simulik 平台进行了仿真, 相关参数如表 2 所示图 8 和 9 分别为传统空间矢量调制策略和改进调制策略在调制比 m v =0.8 时的仿真结果图中 :u dc 为中间直流电压 ;u a 为输入相电压 ;i a 为输入相电流 ;u AB 为输出线电压 ;i o 为输出电流 ;u No 为共模

第 24 期 4019 粟梅等减少间接矩阵变换器共模电压的改进空间矢量调制策略参数数值输入电压/V(RMS) 60 输入电源频率/Hz 50 输入滤波电感/mH 0.

Simulatio parameters (5 A/格) Tab. 2 仿真参数 udc(50 V/格) 表2 uab(200 V/格) 0.02 uab 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 t/s 图9 Fig.

的峰值 85 V 而改进调制策略下的共模电压的峰值近似为 50 V 降低到改进前的 0.588 倍约 3 /3 倍因此所提算法能够有效降低共模电压这与理论分析一致 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 t/s 图 8 传统空间矢量调制仿真波形 Fig.

2 实验研究为了实验验证所提方法的正确性和可行性本文搭建间接矩阵变换器试验平台进行实验该变换 space vector modulatio method 器的拓扑结构如图 1 所示其整流级的双向开关由电压波形显然两种调制策略下的中间直流电压共射级的两个 IGBT

5 第 24 期 4019 粟梅等减少间接矩阵变换器共模电压的改进空间矢量调制策略参数数值输入电压/V(RMS) 60 输入电源频率/Hz 50 输入滤波电感/mH 0.6 输入滤波电容/μF 30 6 负载电阻/Ω 10 开关频率/kHz 5 输出频率/Hz 40 uab uno(50 V/格) (5 A/格) io(5 A/格) ua(100 V/格) uab(200 V/格) udc(50 V/格) 负载电感/mH ua(100 V/格) Simulatio parameters (5 A/格) Tab. 2 仿真参数 udc(50 V/格) 表2 uab(200 V/格) 0.02 uab t/s 图9 Fig. 9 改进空间矢量调制仿真波形 Simulatio results of the improved io(5 A/格) space vector modulatio method 传统空间矢量调制策略下共模电压包络线和三相输入相电压的包络一致且峰值等于输入电压 uno(100 V/格) 的峰值 85 V 而改进调制策略下的共模电压的峰值近似为 50 V 降低到改进前的倍约 3 /3 倍因此所提算法能够有效降低共模电压这与理论分析一致 t/s 图 8 传统空间矢量调制仿真波形 Fig. 8 Simulatio results of the covetioal 4.2 实验研究为了实验验证所提方法的正确性和可行性本文搭建间接矩阵变换器试验平台进行实验该变换 space vector modulatio method 器的拓扑结构如图 1 所示其整流级的双向开关由电压波形显然两种调制策略下的中间直流电压共射级的两个 IGBT (1MBH60D-100)串联而成逆波形存在明显区别主要原因是传统调制下的直变级由一块 IPM 模块 PM75CLB120 构成控制板流电压在任意开关周期内均由两个较大线电压合核心由 DSP 和 FPGA EP2C8T144C8N 构成成而改进调制策略中整流级使用了零矢量中间其它实验参数与仿真相同为实现整流级双向开关直流电压由 3 个线电压合成且其中一个线电压值的安全换流实验中采用了电压型四步换流策略为零(忽略管压降) 对比图 8 和 9 可知输入输出首先对传统空间矢量调制下的间接矩阵变换性能基本一致两种策略均能保证期望的输入输出器的共模电压进行实验实验结果如图 10 所示电流正弦共模电压的峰值约为 95 V(实际输入电压的有效值

45 地位电流超前电压一定相位的包络一致与仿真结果相符综上所述实验证实改进空间矢量调制策略在然后对改进空间矢量调制策略在调制比 mv=0.8 和 mv=0.45 的情况下分别进行实验图 11 为 mv=0.

6 国电机工程 UNO UDC 图 10 学第 34 卷报 (2 A/格) ua(50 V/格) UDC(50 V/格) UNO(100 V/格) 中 ua ua (a) mv=0.8 (b) mv=0.45 图 13 mv=0.8 和 mv=0.45 时 a 相输入电压和传统空间矢量调制时的实验波形 Fig. 10 (2 A/格) ua(50 V/格) 4020 a 相输入电流的实验波形 Experimetal results of Fig. 13 the covetioal modulatio method 略大于 60 V) 共模电压包络线和三相输入相电压 Experimetal results of iput voltage ua ad iput curret at mv=0.8 ad mv=0.45 地位电流超前电压一定相位的包络一致与仿真结果相符综上所述实验证实改进空间矢量调制策略在然后对改进空间矢量调制策略在调制比 mv=0.8 和 mv=0.45 的情况下分别进行实验图 11 为 mv=0.8 时改进空间矢量调制策略的实验波形中间直流电压含有零电压成分且输出电流正弦共模保证输入输出正弦的前提下有效地减小了共模电压 5 结论电压的峰值约为 55 V 约等于改进前共模电压的本文提出了一种整流级有零矢量而逆变级无零倍这与理论分析及仿真结果基本吻合图 12 矢量的改进空间矢量调制策略通过零矢量的适当为 mv=0.45 时的实验结果与图 11 对比可知由于安排该策略有效地降低了间接矩阵变换器的共模调制比的降低输出电流有所减少而中间直流电电压其极大值减少至输入电压峰值的 3 /3 倍且该策略在电压传输比从 0~0.866 整个区域均有效由 UNO(100 V/格) 压输出线电压和共模电压的波形轮廓基本不变于原本作用于逆变级的零矢量重新分配到整流级 U(250 V/格) UNO UAB ia(5 A/格) UDC mv=0.8 时改进空间矢量调制策略的实验波形 Experimetal results of the improved UNO U(250 V/格) ia(5 A/格) UNO(100 V/格) space vector modulatio method at mv=0.8 UAB UDC [J] IEEE Trasactios o Power Electroics (1) [2] Huber L Borojevic D Space vector modulated threephase to three-phase matrix coverter with iput power factor correctio[j] IEEE Trasactios o Idustry Applicatios (6) [3] Klumper C Nielse P Boldea I et al A ew matrix Trasactios o Idustrl Electroics (2) ia mv=0.45 时改进空间矢量调制策略的实验波形 Fig. 12 Ales A Veturii M Aalysis ad desig of optimum- amplitude ie-switch direct AC-AC coverters coverter motor(mcm) for idustry applicatios[j] IEEE 图 12 和仿真验证了改进策略的正确性和有效性 [1] Fig. 11 减少从而致使系统开关损耗分布发生变化实验参考文献 ia 图 11 导致整流级开关换流次数增加而逆变级开关次数 Experimetal results of the improved space vector modulatio method at mv=0.8 图 13(a)和(b)分别为改进调制策略在调制比为 mv=0.8 和 mv=0.45 时 a 相输入电压和 a 相输入电流的实验波形可见输入电流基本正弦由于系统输出功率较小且输入滤波电容的无功电流占主导 [4] Peña R Cárdeas R Reyes E et al A topology for multiple geeratio system with doubly fed iductio machies ad idirect matrix coverter[j] IEEE Trasactios o Idustrl Electroics (10) [5] Bigse W Vekataramaa G Dyamic voltage restorer utilizig a matrix coverter ad flywheel eergy storage [J] IEEE Trasactios o Idustry Applicatios 2009

第 24 期粟梅等 : 减少间接矩阵变换器共模电压的改进空间矢量调制策略 4021 45(1):222-231. [6] Yilog C,Xiju Y,Fagpig Z,et al.

7 第 24 期粟梅等 : 减少间接矩阵变换器共模电压的改进空间矢量调制策略 (1): [6] Yilog C,Xiju Y,Fagpig Z,et al.commo-mode coductio i matrix-coverter-fed motor drive system[c]//proceedigs of the Fifth Iteratioal Coferece o Electrical Machies ad Systems. Sheyag,2001: [7] Wei S,Zargari N,Wu B,et al.compariso ad mitigatio of commo mode voltage i power coverter topologies[c]//ias Aual Meetig i Idustry Applicatios Coferece.IEEE,2004: [8] Jussila M, Alahuhtala J, Tuusa H. Commo-mode voltages of space-vector modulated matrix coverters compared to three-level voltage source iverter[c]// Power Electroics Speclists Coferece.Jeju:IEEE, 2006:1-7. [9] Ogasawara S, Akagi H. Modelig ad dampig of high-frequecy leakage currets i PWM iverter-fed AC motor drive systems[j].ieee Trasactios o Idustry Applicatios,1996,32(5): [10] Redusara D A,Ejeti P N.A improved iverter output filter cofiguratio reduces commo ad differetl modes dv/dt at the motor termls i PWM drive systems[j].ieee Trasactios o Power Electroics, 1998,13(6): [11] 姜艳姝, 徐殿国, 刘宇, 等.PWM 驱动系统中感应电动机共模的研究 [J]. 中国电机工程学报,2004,24(12): Jg Yashu,Xu Dguo,Liu Yu,et al.research o iductio motor commo-mode model i a PWM drive system[j].proceedigs of the CSEE,2004,24(12): (i Chiese). [12] Kag J K,Kume T,Hara H,et al.commo-mode voltage characteristics of matrix coverter-drive AC machies [C]//AS Aual Meetig i Idustry Applicatios Coferece.IEEE,2005: [13] Kume T,Yamada K,Higuchi T,et al.itegrated filters ad their combied effects i matrix coverter[j].ieee Trasactios o Idustry Applicatios,2007,43(2): [14] Mohapatra K K,Moha N.Ope-ed widig iductio motor drive with matrix coverter for commo-mode elimtio[c]//iteratioal Coferece o Power Electroics,Drives ad Eergy Systems [15] 何必, 林桦, 张晓锋, 等. 电流控制型矩阵变换器抑制共模电压控制策略 [J]. 中国电机工程学报,2007, 27(25): He Bi,Li Hua,Zhag Xofeg,et al.a modulatio strategy to reduce commo-mode voltage for curretcotrolled matrix coverters[j].proceedigs of the CSEE, 2007,27(25):90-96(i Chiese). [16] Ha J C,Ejeti P N.A approach to reduce commomode voltage i matrix coverter[j].ieee Trasactios o Idustry Applicatios,2003,39(4): [17] Hog-Hee L,Nguye H M,Eui-Heo J.A study o reductio of commo-mode voltage i matrix coverter with uity iput power factor ad siusoidal iput/output waveforms[c]//aual Coferece of IEEE i Idustrl Electroics Society.IEEE,2005. [18] 刘洪臣, 陈希有, 冯勇, 等. 双电压合成矩阵变换器共模电压的研究 [J]. 中国电机工程学报,2004,24(12): Liu Hogche,Che Xiyou,Feg Yog,et al.a research o commo-mode voltage for matrix coverter based o two lie voltage sythesis[j].proceedigs of the CSEE, 2004,24(12): (i Chiese). [19] Vargas R,Amma U,Rodríguez J,et al.predictive strategy to cotrol commo-mode voltage i loads fed by matrix coverters [J].IEEE Trasactios o Idustrl Electroics,2008,55(12): [20] Peña R,Cárdeas R,Reyes E,et al.cotrol of a doubly fed iductio geerator v a idirect matrix coverter With chagig DC voltage[j].ieee Trasactios o Idustrl Electroics,2011,58(10): [21] Nguye T D,Lee H H.Modulatio strategies to reduce commo-mode voltage for idirect matrix coverters [J].IEEE Trasactios o Idustrl Electroics,2012, 59(1): [22] Nguye T D,Lee H H.A ew SVM method for a idirect matrix coverter with commo-mode voltage reductio[j].ieee Trasactios o Idustrl Iformatics, 2013,PP(99):1-1. [23] Kolar J W,Schafmeister F,Roud S D,et al.novel three-phase AC AC sparse matrix coverters[j].ieee Trasactios o Power Electroics, 2007, 22(5) : [24] 张兴, 童诚, 杨淑英, 等. 基于双空间矢量调制的双级矩阵变换器共模电压抑制研究 [J]. 中国电机工程学报, 2010,30(18): Zhag Xig, Tog Cheg, Yag Shuyig, et al. Restraiig commo-mode voltage for two-stage matrix coverter based o double space vector modulatio [J].Proceedigs of the CSEE,2010,30(18):33-28(i Chiese). 收稿日期 : 作者简介 : 粟梅 (1967), 女, 教授, 博士生导师, 主要从事矩阵变换器微电网光伏逆变器等方面的研究粟梅 ( 责任编辑吕鲜艳 )

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of

; 3/2, Buck-Boost, 3 Buck-Boost DC-DC ; Y, Fig. 1 1 BBMC The topology of three phase-three phase BBMC 3 BBMC (Study on the control strategy of 26 2 2009 2 Control Theory & Applications Vol. 26 No. 2 Feb. 2009 : 1000 8152(2009)02 0203 06 Buck-Boost 1,2, 3, 2, 4, 1 (1., 411201; 2., 410083; 3., 411105; 4., 410004) :, Buck-Boost,.,,. :,,,, : Buck-Boost