4 国防科技大学学报第 39 卷载波跟踪锁定环 SubarierLokLoop,SLL 分别跟踪伪随机码和副载波而双载波环路法在带限条件下将副载波近似为单载波, 并采用副载波锁相环 SubarierPhaseLokLoop,SPLL 代替副载波跟踪锁定环 [6-7] 对于带限接收机来说, 副载

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记牧
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1 第 39 卷第 3 期国防科技大学学报 Vol.39No.3 07 年 6 月 JOURNALOFNATIONALUNIVERSITYOFDEFENSETECHNOLOGY Jun.07 doi:0.887/j.n htp://journal.nudt.edu.n 采用副载波参考波形方法的 GNSS 双载波环多径抑制技术徐成涛, 唐小妹, 黄仰博, 陈华明, 王飞雪国防科技大学电子科学与工程学院, 湖南长沙摘要 : 为了实现对高阶二进制偏移载波 BOC 信号的无模糊和抗多径接收, 将码相关参考波形的闸波设计思路应用于 GNSS 双载波环路接收方法的副载波锁相环在副载波锁相环中引入设计的闸波参与信号的相干积分过程, 使双载波环法具备抗多径性能且不需要额外引入相关器对该设计方法的理论和具体实现进行阐述和分析, 从副载波多径误差包络和跟踪精度两方面对改进的双载波环路方法性能进行评估仿真结果显示, 采用的算法与双载波环路法相比, 可以降低 BOC, 信号 8 % 的副载波多径误差包络面积以及 BOC4, 信号 75 % 的副载波多径误差包络面积但是, 改进的双载波环路法会带来 -6dB 的相干积分后载噪比损失, 降低跟踪精度因此, 在闸波参数设计上, 需要谨慎选择以平衡算法的多径抑制和跟踪精度性能综合来看, 该方法适用于解决非弱信号条件下及多径环境下的高阶 BOC 信号接收问题关键词 : 高阶二进制偏移载波信号 ; 双环路 ; 双载波环路 ; 副载波多径误差包络 ; 载波多径中图分类号 :TN95 文献标志码 :A 文章编号 : MultipathmitigationtehniqueofGNSSdoublephaseestimator usingsubarrierreferenewaveform method XUChengtao,TANGXiaomei,HUANGYangbo,CHENHuaming,WANGFeixue ColegeofEletroniSieneandEngineering,NationalUniversityofDefenseTehnology,Changsha40073,China Abstrat:Inordertoahievetheunambiguousandanti multipathreeptionofthebocbinaryofsetariersignal,thedpedoublephase estimatorwasmodifiedbyintroduingastrobewaveform inthepromptsignalorelationproesofthespllsubarierphaselokloop integration.themodifieddpeposesesmultipatherormitigationperformaneandemploysnoadditionalorelator.thetheoryandtherealization oftheproposedapproahwereexplainedandanalyzed,andtheperformaneofthemodifieddpewasharaterizedaordingtothesmee subariermultipatherorenvelopeandthetrakingjiter.simulationresultsshowthat,omparedwiththeonventionaldpe,theproposed algorithmanprovidearedutioninthesmeeareaof8.% forsignalboc,and75.% forsignalboc4,.however,themodified DPEexperienesalosof-6dBintermsofthepost oherentsignal to noiseratio,whihimpatsitstrakingpreision.thus,theseletionof waveformparametersinvolvesatrade ofbetweenthetrakingperformanesobtainedundermultipathandthermalnoiseonditions.aboveal,the proposedmethodisappliabletothereeivingproblemsofmultipathenvironmentornonweaksignalase. Keywords:high orderbinaryofsetariersignal; doubleestimator;doublephaseestimator;subariermultipath erorenvelope; phasemultipath 二进制偏移载波 BinaryOfsetCarier, BOC 类信号是在现代化的卫星导航系统设计中引入的新型信号, 其频谱具有裂谱特性, 且 BOC 信号相比二进制相移键控 BinaryPhaseShift Keying,BPSK 信号具有更大 Gabor 带宽, 可提高信号伪距测量精度但是 BOC 信号的自相关函数存在多个峰值点, 峰值点的数目和幅度随着 BOC 信号阶数的增加而增大对于传统的跟踪结构,BOC 信号的自相关特性会导致跟踪环路错锁现象的发生, 同时恶化其对伪距中多径误差的抑制性能 [] 因此在 BOC 信号接收机设计中需要考虑无模糊接收和高精度跟踪两个关键性能目前, 针对 BOC 信号的错锁问题已有许多研究 [-5] 其中, 双环路法 DoubleEstimator,DE 和双载波环路法 DoublePhaseEstimator,DPE 采用了较为简单的接收结构, 并能实现各阶 BOC 信号的无模糊跟踪过程, 因此具有较高的研究价值双环路法采用互相独立的码跟踪锁定环和副收稿日期 : 基金项目 : 国家自然科学基金资助项目 47385; 新世纪优秀人才支持计划资助项目 NECT--037 作者简介 : 徐成涛 987, 男, 湖南长沙人, 博士研究生,E mail:xt_nudt@63.om; 王飞雪通信作者, 男, 教授, 博士, 博士生导师,E mail:wangfeixue365@sina.om

2 4 国防科技大学学报第 39 卷载波跟踪锁定环 SubarierLokLoop,SLL 分别跟踪伪随机码和副载波而双载波环路法在带限条件下将副载波近似为单载波, 并采用副载波锁相环 SubarierPhaseLokLoop,SPLL 代替副载波跟踪锁定环 [6-7] 对于带限接收机来说, 副载波由于前端滤波的影响不再是方波而是类似于单载波, 因此该方法对副载波的近似更贴近实际情况, 在前端带宽受限的条件下可以提升双环路法的跟踪精度双环路和双载波环路的处理算法对多径抑制问题考虑较少双环路法通过在副载波环中采用窄相关器, 可以一定程度上抑制副载波环路中的多径干扰双载波环路法由于采用了相位锁定环, 因此没有多径抑制机制 [6-7] 相比于双环路法, 双载波环路法更加需要多径抑制算法来提升其性能, 除了文献 [7], 目前尚未有相关的研究发表关于多径抑制技术的研究非常丰富 [,8-0] 文献 [] 介绍了一种载波相位多径抑制加窗相关器, 在实测中可以得到近 0% 的多径误差减轻在此基础上本文对双载波环路法多径抑制方法进行了研究多径抑制方法不考虑载波跟踪的影响, 在接收端的基带 BOC 信号连续表达式如式所示 st= L Aa i Xt-τ i Dt-τ i osφ 0 +Δφ i +nt i=0 其中, 信号经过了 L 条路径到达接收机,i=0 为直达信号,A 为直达信号幅度,τ 0 =0 和 φ 0 =0 分别为直达信号到达接收机时的时间延迟和载波初相, 而 a i,τ i 和 Δφ i 分别是第 i 路多径信号相对于直达信号的幅度时延和载波相位变化量, 其中 a 0 =0 Dt 为电文数据,nt 为噪声信号对多径信号模型的研究, 可以转化表示为对信号 a i, τ i,φ i,l 这些参数的研究 Xt 为接收信号基带波形, 可以表示成码速率为 f 的伪随机码信号 t 与副载波速率为 f s 的副载波 st 的乘积对于 BOCm,n 信号有 : st=sign[sinπf s t] f s =mf 0 f =nf 0 f 0 =. 03MHz 这里 m,n 分别表示副载波和码频率关于 03MHz 的整数倍双载波环路法中, 在副载波相位跟踪环中使用了单载波信号 e j ω珟 s t+ φ珘 s 对副载波进行跟踪 ω珟 s 为估计的副载波频率, φ珘 s 为估计的副载波相位在改进方法中, 接收机内部额外采用了一个闸波信号 wt 用于相关积分过程该方法的接收机结构原理如图所示其中, 伪码由一个标准的延迟锁定环完成跟踪, 载波图改进的双载波环路法结构原理图 Fig. ShematirepresentationofthemodifiedDPE

3 第 3 期徐成涛, 等 : 采用副载波参考波形方法的 GNSS 双载波环多径抑制技术 43 则由相位锁定环完成跟踪, 而副载波的延迟由改进后的相位锁定环 modifiedspll 进行恢复在该副载波锁相环中, 在伪码相关之后放置了一个低通滤波器用于消除相关带来的副载波二倍频项 I P 和 Q P 是本地即时码和即时副载波与输入信号相干积分后同步和正交支路结果,I EC 和 Q EC 是本地超前码和即时副载波与输入信号相干积分后同步和正交支路结果,I LC 和 Q LC 是本地滞后码和即时副载波与输入信号相干积分后同步和正交支路结果设计闸波如图所示, 其表达式为 : wt= { i t i=0gt-it gt= m+n ω j pt-jμ j= 3 这里 gt 为基本闸波, 可以看作由 m+n 个方波 pt 组成闸波信号 wt 出现在每个扩频码的边沿处, 其中 m 为出现在扩频码边沿前的方波个数,n 为出现在边沿后的方波数目 ω j 为第 j 个方波的幅度, i t 是第 i 个扩频码片,T 是码片宽度,μ 是闸宽, 即 pt 宽度假设总积分长度为 T oh, 则改进的副载波锁相环的 I/Q 支路相干积分结果 I W 和 Q W 可以表示为 ste j ω珘 s t+ φ珘 s 和 wt-ε 的相关函数, 其中 ε 为码延迟估计误差双载波环接收机的环路鉴别器输入如式 4 所示 : I W ε= T oh T oh stsin ω珘 s t+ 珘 φ s w t- εdt 0 = L P IWi +N IW i=0 P IWi Aa i D k R W ε-τ i sin ω est oh osφ es +Δφ si + ω est oh ejδφ i Q W ε= T oh T oh stos ω珘 s t+ 珘 φ s wt-εdt 0 = L P QWi +N QW i=0 P QWi Aa i D k R W ε-τ i sin ω est oh sinφ es +Δφ si + ω est oh i ejδφ 4 其中,R W 为 wt 和扩频码 t 之间的相关函数,D k 为第 k 次相关的电文比特本地副载波与信号中副载波的频率差和相位差分别为 ω es 和 φ es Δφ si 为本地载波和信号载波的相位差 I W 和 Q W 中两个独立的零均值高斯随机噪声分别为 N IW 和 N N QW, 它们的功率谱密度为 0 m+nμ 对于传 T oh T 图闸波 wt 波形示意图 Fig. Shematidiagramofstrobewaveformwt 统的双载波环路法, 参与相关的不是 wt-ε 而是 t-ε, 此时 R W 可用 BPSK 码自相关函数 R BPSK 代替推导可得 R W 在分段点 kμ 处的取值表示为 : 0, k -LW -m LW+m-k LW ω j, -LW <k -LW +n j= R W kμ= m+n ω LW j, -LW +n<k -m 5 j= m+n ω LW j, -m <k<n j=m+k+ 0, k n R W 在这些分段点之间呈线性关系 LW=T /μ 为一个码片内的最大方波数目副载波锁相环的鉴别器可采用 artan 相干鉴别器, 即 : δ p =artan Re{Q Wε} Re{I W ε } 6 为了单独研究副载波环路的跟踪情况, 假设本地扩频码可以准确同步, 且多径数量 L=, 则副载波信号的多径误差可表达为 : a ε MP =artan R W ε-τ sinδφ s osδφ R W ε+a R W ε-τ osδφ s osδφ 7 根据式 7 可知, 副载波环路的多径误差主要来自于相关函数 R W τ 若当 τ>τ 时, R W τ=0, 则延迟大于 τ 的多径信号的多径误差受到该副载波锁相环的抑制作用对于传统的双载波环路法,R BPSK τ 在正负一个码片以内都大于 0, 因此总是受到延迟小于一个码片的多径信号的影响通过对 R W 表达式中非零区域的限制, 可以改善其多径抑制性能对闸波的设计准则可以归纳为 : 当伪码延迟误差 ε=0 时, 鉴别器的输出结果应达到一个最大值, 以保证正常跟踪信号时尽量减少信号能量损失

4 44 国防科技大学学报第 39 卷相关函数 R W 的非零区域应该尽量小, 以得到较好的多径误差抑制效果 3wt 的宽度不能超过一个码片鉴于此, 闸波的设计准则可以由式 8 表达 m+n j=m+ ω j >0 m+n ω j =0 j= m +nμ<t 8 根据上述设计准则, 选取的设计参数为 m=,n=,ω =-,ω =,μ=t /4 对应的相关函数 R W 如图 3 所示当多径延迟 τ nμt 时,R W ε 等于零, 此时鉴别器输出为 φ es, 即副载波锁相环可以正确估计副载波相位的偏差性能仿真从副载波多径误差包络和跟踪精度两个方面对改进的双载波环路法的性能进行分析. 多径抑制性能对双环路法双载波环路法和本文改进的双载波环路法的副载波多径误差包络进行仿真分析, 采用 BOC, 和 BOC4, 信号分别作为低阶 BOC 和高阶 BOC 信号的代表, 其在无限带宽条件下的仿真结果如图 4 和图 5 所示另外, 对于双环路法, 计算过程中同样考虑了伪码相关函数在副载波延迟锁定环鉴别器中的影响仿真中, 多径数量为, 多径信号相对直达信号的幅度衰减为 3dB 图 3 wt 与伪码的相关函数曲线 Fig.3 Crosorelationfuntionofreferened waveformwtandpseudorandomode 改进的双载波环路法的多径误差在式 9 中给出, 与传统双载波环路法的分析不同的是, 其中并未忽略伪码相关函数的影响 τ MP = artan a - τ sinπf nμt s τ osδφ πf s, +a sinπf s τ osδφ τ >nμt 9 改进的双载波环路法的副载波多径误差包络 SubarierMultipathErorEnvelop,SMEE 为所有多径载波相位偏移 Δφ 下, 副载波多径误差的最大值和最小值得到改进的双载波环路法的副载波多径误差包络为 : τ τ MP = artan a - sinπf nμt s τ πf s +a sinπf s τ osπf s τ 0 τ τ MP =- artan a - sinπf nμt s τ πf s -a sinπf s τ osπf s τ 图 4 BOC, 信号的副载波多径误差包络曲线仿真 Fig.4 BOC,SMEEevaluatedintheabseneof front endfiltering 图 5 BOC4, 信号的副载波多径误差包络曲线仿真 Fig.5 BOC4,SMEEevaluatedintheabseneof front endfiltering

5 第 3 期徐成涛, 等 : 采用副载波参考波形方法的 GNSS 双载波环多径抑制技术 45 由图 4 和图 5 的结果可以得到, 改进的双载波环路法相比于双环路法和双载波环路法, 拥有最小的副载波多径误差包络, 即更强的多径抑制能力于 BOC, 信号而言, 改进的双载波环路法的副载波多径误差包络面积相比双载波环路法的减少了 8 %; 于 BOC4, 信号, 改进的双载波环路法的副载波多径误差包络面积相比双载波环路法的减少了 75 % 相比于早迟相关器间隔 d s =0 5 的双环路法, 改进的双载波环路法的副载波多径误差包络面积分别减少了 64 4% 和 53 % 可以看到, 改进的双载波环路法在 BOC, 信号和 BOC4, 信号上的多径误差抑制性能有所区别主要原因是两个信号的码率与副载波频率比例不同,BOC, 信号的频率比为, BOC4, 信号的频率比为 7 仿真中改进的双载波环路法的设计参数可抑制延迟大于 0 5T 的多径信号, 对于 BOC, 信号和 BOC4, 信号而言,0 5T 分别等价于 0 5T s 和 75T s 因此, 在改进的双载波环路法上,BOC, 信号和 BOC4, 信号的副载波多径误差包络的长度不同减小 μ 的数值可降低多径误差包络面积, 但是也会带来跟踪性能的下降因此在设计改进的双载波环路法的参数时需要对多径抑制性能和跟踪精度性能进行折中考虑. 热噪声性能参照载波相位锁定环的热噪声性能分析副载波锁相环的热噪声性能, 结果如式所示 : B SPLL σ τ + πf s 槡 CNR eq T oh CNR CNR eq =L CNR s eq 式中 :B SPLL 为副载波锁相环的环路带宽 ;s 为副载波近似为单载波带来的能量损失, 即双载波环路法相对于双环路法的能量损失, 其大小取决于接收机前端带宽, 在最坏条件下为 -0 9dB 由于改进的双载波环路法在一个码片内的积分长度从原来的 T 降低为 m+nμ, 其副载波锁相环相干积分后的载噪比 CNR 相比双载波环路法的额外产生了 L 大小的能量损失 : L = m+nμ 3 T 从式 3 可以看出, 载噪比的损失随着 μ 的降低而增加对于本文 m=n=,lw=4 的条件而言, 改进的双载波环路法相比原双载波环路法的载噪比损失为 L =-6dB 如果同时扩大相干积分总长度 T oh, 可以在一定程度上弥补这一损失对 BOC, 和 BOC4, 信号使用改进的双载波环路法和双环路法在不同载噪比下的跟踪性能进行仿真, 并选取了环路带宽 B SPLL/SLL 分别为 Hz Hz 和 5Hz 的条件, 结果如图 6 和图 7 所示 BOC, 和 BOC4, 信号采用了不同的前端接收带宽, 分别是 8MHz 和 3MHz 双环路法的相关器间距为 0 5 码片图 6 改进的双载波环路法与传统的双载波环路法在 BOC, 信号下的跟踪误差仿真结果双边带宽为 8MHz Fig.6 Trakingerorvarianeomparisonbetween modifieddpeanddpeforboc, double sidebandwidthis8mhz 图 7 改进的双载波环路法与传统的双载波环路法在 BOC4, 信号下的跟踪误差仿真结果双边带宽为 3MHz Fig.7 Trakingerorvarianeomparisonbetween modifieddpeanddpeforboc4, double sidebandwidthis3mhz

6 46 国防科技大学学报第 39 卷同样的信号在不同环路带宽的条件下, 带宽越小, 跟踪性能越好 BOC4, 信号相比 BOC, 信号具有更高的跟踪精度, 将仿真结果与载噪比降低 6dB 时的理论曲线进行对比, 结果显示二者具有较好的一致性, 验证了前述分析过程的正确性此外,BOC4, 信号下改进的双载波环路法与双环路法的跟踪精度相近, BOC, 信号下改进的双载波环路法与双环路法精度相差约 6dB 载噪比, 这主要是由前端带宽与副载波频率的相对关系不同导致的, 说明改进的双载波环路法在前端带宽相对较窄的条件下跟踪精度更具优势 3 结论本文在双载波环路法的基础上提出了一种改进的双载波环路法, 用于具有无模糊和抗多径性能的 BOC 信号的跟踪算法采用了经过特殊设计的闸波波形与低通滤波器, 并将其用于副载波锁相环的相关过程中, 这一思路与码环的闸波设计具有相似之处通过采用闸波参与相干积分, 本地信号与接收信号的相关函数发生了改变, 其非零区域减小, 进而提高了对副载波多径误差的抑制能力从信号跟踪的两个方面对该算法进行了评估, 一方面是考虑其多径抑制能力, 另一方面则是考虑其热噪声性能通过仿真分析发现改进的双载波环路法相比于传统的双载波环路法会带来 -6dB 的相干后载噪比损失, 其原因是算法通过改变相关过程, 本质上缩短了相干积分长度从而降低了能量积累但是改进的算法相比于双载波环路法, 可以显著地改善副载波多径误差包络, 对于 BOC, 信号, 其降低了 8 % 的副载波多径误差包络面积 ; 对于 BOC4, 信号, 其降低了 75.% 的副载波多径误差包络面积因此综合来看, 本算法对闸波波形的设计需要权衡考虑, 以平衡算法的多径抑制能力和噪声性能相比于其他接收算法, 本算法更适用于非弱信号条件下的高阶 BOC 信号抗多径接收参考文献 Referenes [] LeeYC.CompatibilityofthenewmilitaryGPSsignalswith non aviationreeivers[c]//proeedingsofthe58thannual MeetingoftheInstituteofNavigationION AM,Albuquerque, NM,00: [] FineP,WilsonW.Trakingalgorithm forgpsofsetarier signals[c]//proeedingsoftheusinstituteofnavigation 999NationalTehnialMeetingNTM Conferene,San Diego,CA,007: [3] FishmanPM,BetzJW.Preditingperformaneofdiret aquisitionforthem odesignal[c]//proeedingsoftheus Institute ofnavigation 000 NationalTehnialMeeting NTMConferene,Anaheim,CA,000: [4] DovisF,MulasanoP,PrestiLL.Anovelalgorithmforthe odetraking ofbocn,n modulated signals [C]// Proeedingsofthe8ththeInternationalTehnialMeetingof thesatelitedivisionoftheinstituteofnavigation ION GNSS,LongBeah,CA,005:5-57. [5] HodgartM S,BluntP,UnwinM.Theoptimaldualestimate solutionforrobusttrakingofbinaryofsetarierboc modulation [C]//Proeedings ofthe 0th International TehnialMeetingoftheSateliteDivisionoftheInstituteof Navigation ION GNSS, Fort Worth, TX, 007: [6] BorioD.Doublephaseestimator:newunambiguousbinary ofsetariertrakingalgorithm [J].IETRadar,Sonarand Navigation,04,87: [7] Borio D. Double phase estimator: new results [C]// Proeedingsofthe Satelite Navigation Tehnologies and EuropeanWorkshoponGNSSSignalsandSignalProesing NAVITEC,7th ESA Workshop on IEEE, Noordwijk, Netherlands,04:-6. [8] Garin L J. The shaping orelator,novelmultipath mitigation tehnique appliable to GALILEO BOC, modulation waveforms in high volume markets [C]// Proeedingsofthe ENC GNSS 005,Munih, Germany, 005:-6. [9] AxelradP,LarsonK,JonesB.Useoftheoretsatelite repeatperiodtoharaterizeandreduesite speifimultipath erors [C]//Proeedings ofthe 8th the International TehnialMeetingoftheSateliteDivisionoftheInstituteof Navigation ION GNSS, Long Beah, CA, 005: [0] MaqsoodM,GaoS,BrownT,etal.A ompatmultipath mitigatinggroundplaneformultibandgnssantennas[j]. IEEE Transationson Antennasand Propagation, 03, 65: [] BtaileD,MaenpaJ,EulerE,etal.AnewapproahtoGPS phasemultipath mitigation[c]//proeedings ofthe US InstituteofNavigation NTM Conferene, Anaheim, CA, 03:5-57.

[8], Fig. FPLLSchematics. [8],,, [8],,, ±500Hz,,,, [3,8] ±90,,temptemp ;ωofωop Fig. LoopFilterSchematicsforFPLL FLL PLL y(), NCO z(), z() ;B ;T

[8], Fig. FPLLSchematics. [8],,, [8],,, ±500Hz,,,, [3,8] ±90,,temptemp ;ωofωop Fig. LoopFilterSchematicsforFPLL FLL PLL y(), NCO z(), z() ;B ;T 39 04 GeomaticsadIformatioScieceofWuhaUiversity Vol.39No. Nov.04 DOI0.303/j.whugis03035 67-8860(04)-39-05 FPLL GPS 3 3,,43007 6507,,8003 3,,430079 针对高动态环境下普通 GPS 接收机跟踪环路容易失锁的问题, 考虑到锁频环动态性能好锁相环跟踪精度高的特点,