第 46 卷第 2 期 2016 年 4 月 微电子学 Microelectronics Vol.46,No.2 Ap r.2016 췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍 一种改进的高线性 CMOS 混频器的分析与设计 张雷鸣, 张金灿, 刘 ( 河南科技大学电气工程学院, 河南洛阳 471023) 博 摘要 : 在多标准系统应用中, 由于线性度和噪声的要求, 使得混频器的设计难度很大 采用 2 次谐波注入结构的 3 阶失真抵消技术, 设计了一种改善跨导级线性度的高线性 CMOS 混频器 在混频器开关级处引入 LC 滤波电路, 抵消了开关级晶体管的 2 阶和 3 阶互调失真, 进而优化了开关级的线性度 采用 TSMC0.13μmCMOS 工艺进行设计与仿真, 并完成了版图设计与流片 较之传统的吉尔伯特混频器, 该电路的输入 3 阶交调点 IP3 增加了 11.2dBm, 达到 9.2dBm 的高线性度, 对噪声系数 增益以及功耗造成的影响较小 关键词 : CMOS 混频器 ;3 阶失真抵消技术 ; 高线性中图分类号 :TN432;TN773 文献标识码 :A 文章编号 :1004-3365(2016)02-0219-05 AnalysisandDesignofanImprovedHighLinearityCMOS Mixer ZHANG Leiming,ZHANGJincan,LIU Bo (ElectricalEngineeringColege,HenanUniversityofScienceandTechnology,Luoyang,Henan471023,P.R.China) Abstract: Therequirementsoflinearityandnoisein multi-standardapplications makethedesignofmixersso chalenginganddificult.anewhighlylinearcmos mixerwasproposedwhichutilizedthethirḏorderdistortion cancelationmechanismsbyusingthesecondharmonicinjectiontechnique.thismixercouldofsettheseconḏ and thethirḏorderintermodulationdistortionswithanlcfilterintheswitchingstage,andcouldoptimizethelinearity oftheswitchingstage.thesimulationsandtape-outweremadewiththetsmc0.13μmcmosmodeltechnology. Resultsdemonstratedthatthe IP3oftheproposed mixerhadanincreaseof11.2dbmincomparison withthe conventionalgilberṯtypemixer,andthelinearityachieved9.2dbm.thechangeofnfandgainwereindistinct. Keywords: CMOSmixer ;Thirḏorderdistortioncancelationtechnique;Highlinearity 1 引言 与其他类型的接收机相比, 直接变频接收机具有集成度高 成本低以及基带电路简单等优势, 因此得到越来越广泛的应用 在直接变频接收机中, 位于前端的两个组件依次是低噪声放大器 (LNA) 和混频器 由于 LNA 产生的失真分量被其输出窄带 LC 谐振电路以及 LNA 与混频器之间的交流耦合电路滤除掉了, 因此, 混频器成为影响该类接收机线 [1-3,8-11] 性度的主要因素 双平衡吉尔伯特单元具有较低的射频和本振馈通效应, 作为混频器的主要结构, 被广泛地应用于直 [4,5] 接变频接收机 因此, 需要在吉尔伯特混频器的基础上对其线性度进行优化, 以满足直接变频接收机高线性度的要求 文献 [6] 提出了一种 3 阶失真抵消技术, 被应用于混频器的跨导级 为了抵消 2 阶交调分量, 在吉尔伯特单元引入额外的电路结构, 用于产生相同幅度 相反相位的 2 阶交调分量, 并反馈到跨导级电路的主要路径上, 进而抑制 2 阶交调分量, 提高跨导级的线性度 文献 [15] 在开关级处引入了 LC 滤波电 收稿日期 :2015-01-05; 定稿日期 :2015-03-13 基金项目 : 国家自然科学基金资助项目 (611101167);2014 年河南省教育厅基础与前沿技术研究资助项目 (14B510004); 河南省高等学校重点科研项目 (15A510001) 作者简介 : 张雷鸣 (1980-), 男, 讲师, 主要从事混合信号集成电路 器件模型以及制造工艺等方面的研究
220 2016 年 路, 降低了在本振频率处开关级晶体管寄生电容的 影响, 从而减小了开关对产生的 IM2 分量, 进而提 高了线性度 本文在上述研究成果的基础上, 对经典的吉尔 伯特混频器进行了改进设计 采用 TSMC0.13μm CMOS 工艺, 利用 ADS2009U 软件对改进电路进行 仿真, 并进行了流片 结果表明, 该混频器在不影响 其他指标的情况下, 极大地提高了线性度, 达到 9.2 dbm, 并且由于整体参数选取得较合理, 噪声系数仅 为 6.1dB, 增益高达 13.2dB, 在同类型混频器设计 中, 性能指标较优 2 理论分析 2.1 吉尔伯特混频器 图 1 给出了典型的吉尔伯特混频器电路图, 由 跨导级 开关级 负载级组成 在 CMOS 工艺条件 下, 变频混频器中存在互调失真的原因主要是自混 频 跨导级非线性 开关级非线性以及负载电阻的输 出不匹配 [7,12-14,16] 图 1 2.2 输入跨导级线性技术 吉尔伯特混频器 该线性技术在电路中产生并注入额外的低频 2 阶交调电流 IM2 分量, 此分量与输入的基波信号相 混频, 产生 3 阶交调电流 IM3, 进而抵消电路主要路 径上的本征 IM3 信号, 改善电路的线性度 图 2 所示为采用 IM3 消除技术后的输入跨导 级电路 射频电路的性能分析通常采用 2 阶表达式 表示射频输入信号, 因此, 射频输入信号表示为 : V g=acosω1t+acosω2t (1) 图 2 中,M1 和 M2 是混频器的输入晶体管 M4,M5 管和 R 在频率 ω1-ω2 处产生低频 IM2 电流, 该电流分量经过 M3 管注入共源结点 VS 在跨 导级处, 注入的低频 IM2 分量与基频相乘, 得到频 率在 2ω1-ω2 和 2ω2-ω1 处的信号, 抵消本征 IM3 分量 图 2 采用了 IM3 消除技术的输入跨导级 由于 M4 和 M5 管的漏极连接在同一个结点上, 输出电流中不存在奇数阶次电流, 只存在偶数阶次 电流 为了抵消掉电流分量 IM3, 应该合理选取注 入电流值的大小 为了更容易理解抵消 3 阶交调电 流的工作原理, 图 3 给出了 3 阶失真抵消技术的等 效原理图 图 3 3 阶失真抵消技术等效原理图 在静态偏置点工作状态下, 小信号输出电流可 以用泰勒级数展开式表示 [6] : i p=g1(v g-vs)+g2(v g-vs) 2 + g3(v g-vs) 3 + (2) 式中,gi 代表输入晶体管的第 i 阶跨导系数 在差分输入对的输入端输入两个幅度相同 频 率不同的频率信号 ω1 和 ω2, 并在偏置电流源处注 入一个大小为 2x cos(ω1-ω2)t 的 IM2 电流分量, 可得输出电流为 : i p+in=2x cos(ω1-ω2)t (3) 将 (1) (2) 式与 (3) 式联立, 可得 : g1(-2vs)+2g2a 2 [ cos 2 ω1t+cos 2 ω2 t ] + VS 为 : 2g2A 2 [cos(ω1+ω2)t+cos(ω1-ω2)t]+ = 2x cos(ω1-ω2)t (4) 在 ω1-ω2 频率点处, 共源结点的小信号电压 Vs ω 1 -ω 2 = g2a2 -x cos(ω1-ω2)t (5) g1 联立 (2) 式和 (5) 式, 可得在频率点 2ω1-ω2 和 2ω2-ω1 处, 输出电流中存在的 IM3 电流分量为 : i p 2ω1 -ω 2 = -g2a é æ3g 2A 2-3 g 3A 2 ö ù cos(2ω1-ω2) ë ê t 2g1 4 g2 û ú +
第 2 期 221 可得 : g2a x cos(2ω1-ω2)t (6) g1 为了抵消掉 IM3 电流分量, 将 (6) 式设置成零, æ x= - 3g1g3 + 3 4g2 2 g ö 2 A 2 (7) 由此可见, 通过合理选择晶体管的尺寸, 注入的 2 阶交调电流可以对抵消 IM3 电流分量起到很好的 作用, 从而提高混频器的线性度 2.3 开关级非线性特性分析 开关级是影响混频器线性度的另一个因素 为 便于分析 IM2 和 IM3 的产生机理, 图 4 给出了一对 开关级晶体管的等效源射随电路图 开关级的非线 性特性以及开关级晶体管的不匹配都会产生失真, 影响混频器的线性度 LC 滤波器的应用降低了在 本振频率处开关级晶体管寄生电容的影响, 从而减 小了开关对产生的 IM2 分量, 而电感抑制了来自跨 导级的差分低频 IM2 分量 图 4 开关级等效电路图 开关级的非线性特性以及晶体管之间的不匹配 都会对 3 阶失真产生影响, 本文在设计开关级晶体 管时, 通过版图匹配的方法尽量减小晶体管失配产 生的影响 为了简化分析与设计过程, 分析时忽略 掉晶体管的不匹配在 IM3 产生过程中造成的影响 将开关级产生的 3 阶非线性传输函数导致的失 真考虑在内, 输出差分低频 3 阶失真电流表示 为 [15] : (G3(ω1 ὠ1,-ω2)cos((-ωlo+2ω1-ω2)t+ G3(ω1 ὠ1,-ω2))) (8) 式中 : G3(±ω1,±ω1, ω2)= -1 Y 2 (±ω1) Y( ω2) Y( ω2) é2 ê ë 3 g2 2 æ 1 Y(±2ω1) + 2 ö Y(±ω1 ω2 ) -g ù 3ú û (9) 将电流源表示成 2 阶射频信号, 有 : irf=irfcosω1t+irfcosω2t (10) 基波输出电流为 : IFund=- æ2 æ CSω1-1 ö π IRF LSω 1 式中 : IIM3=- 3 æ 1 ö 2π I3 RF CS(2ω1-ω2)- LS(2ω1-ω2 ) (Re(G1(ω1)) cos((-ωlo+ω1)t)- Im(G1(ω1)) sin((-ωlo+ω1)t)) ö - VPk 4IRF π 2 k z/{0} æ æ 1 ö CS(2kωLO +ω1)- LS(2kωLO +ω1 ) (1-4k 2 )(2k+1) (Re(F11(ω1,2kωLO)) cos((-ωlo +ω1) t)-im(f11(ω1,2kωlo)) sin((-ωlo + ö ω1)t)) -2 π IRFsin (-ωlo+ω1)t (11) F11(ω1,kωLO)= 2g 2 (Y(kωLO)-(g m+jkωloc gs )) Y(ω1+kωLO) Y(kωLO) Y(ω1) G1(ω)=- 1 Y(ω) (12) (13) 由 (8)~(13) 式可见,LC 滤波器的引入不但减 小了开关级非线性引起的 IM3 分量, 而且增加了输 出端的基波频率功率, 改善了电路的线性度 在滤波器响应频率处, 所有的基波电流流向输 出端口, 同时, 由开关级产生的其他频率失真电流被 滤波器滤除掉 由于滤波器将开关级产生的 IM2 和 IM3 电流滤除, 使其无法流向输出端口, 混频器 的线性度得以提高 而跨导级产生的 IM3 频率与 基波频率非常接近, 直接流向输出端, 引起跨导级 IM3 的轻微增加 但总体而言, 整个混频器电路的 输入 3 阶交调点 IP3 是增加的 3 电路设计与仿真 本文设计的全差分混频器如图 5 所示 采用 TSMC0.13μmCMOS 工艺, 利用 ADS2009U 软件 对电路进行仿真并流片 通过为 M4 和 M5 选取合 适的偏置电流, 可以提供 2 阶交调电流, 起到抵消 IM3 电流分量的作用 LS 和 C p 组成的滤波器减少 了开关级非线性引起的 IM3 分量, 增加了输出端的 基波频率功率
222 2016 年 吉尔伯特混频器与本文混频器性能参数的比较结果 与传统混频器相比, 本文设计的混频器的输入 3 阶交调点 IP3 增加了 11.2dBm, 对噪声系数和增益的影响较小 图 5 本文提出的混频器电路混频器工作电压为 1.2V, 射频输入频率为 900 MHz, 功率为 -30dBm; 本振频率为 895 MHz, 功率为 0dBm, 工作电流为 7.3mA 输入 3 阶交调点 IP3 的仿真结果如图 6 所示 在本振功率为 0dBm 时,IP3 达到最大值, 为 9.2dBm, 线性度较优 图 9 本文混频器的设计版图 表 1 传统混频器与本文混频器性能参数的比较 数值 性能指标 本文混频器 传统混频器 电压 /V 1.2 1.2 电流 /ma 7.30 7.15 RF 频率 /MHz 900 900 LO 频率 /MHz 895 895 LO 功率 /dbm 0 0 IP3/dBm +9.2-2.0 噪声系数 /db 6.1 6.2 增益 /db 13.2 13.1 版图尺寸 /mm 0.920.60 0.830.51 图 6 输入 3 阶交调点 IP3 仿真结果图 7 和图 8 所示分别为噪声系数 NF 和转换增益随着本振功率变化的仿真结果, 在 IP3 达到最大值 本振功率为 0dBm 时, 噪声系数为 6.1dB, 增益为 13.2dB 图 7 噪声系数仿真结果 4 总结 本文提出了一种基于 3 阶失真抵消技术的低 IM3 失真混频器的设计方法, 并利用 TSMC0.13 μm CMOS 工艺, 完成了某型号 UWB 通讯芯片中混频器单元的设计与仿真 结果表明, 与传统的吉 尔伯特混频器相比, 输入 3 阶交调点 IP3 增加了 11.2dBm, 达到 9.2dBm 的高线性度, 满足项目设 计要求 同时, 该设计方法对噪声系数 增益以及功 耗造成的影响极小 目前, 该混频器电路芯片已在 MPW 项目中完成了流片 参考文献 : [1] KIM M G, YUN T Y. Analysis and design of feedforwardlinearity-improved mixerusinginductive sourcedegeneration[j].ieeetransmicrowavetheo & Technol,2014,62(2):323-331. [2] CHENG W,ANNEMA AJ,WIENKGJM,etal.A 图 8 转换增益的仿真结果 图 9 所示为该混频电路版图 表 1 列出了传统 flicker noise/im3 cancelation technique for active mixerusingnegativeimpedance [J].IEEEJSolSta Circ,2013,48(10):2390-2402.
第 2 期 223 [3] ZHU F,HONG W,CHENJX,etal.A broadband low-power milimeteṟwave CMOS downconversion mixerwithimprovedlinearity[j].ieeetranscirc& SystI:ExpressBriefs,2014,61(3):138-142. [4] YEH CI,FENG W S,HSU C Y.0.9-10.6 GHz UWB mixer using current bleeding for multi-band application [J].ElecLet,2014,50(3):186-187. [5] LIN YS,WEN W C,WANGCC.13.6mW79GHz CMOSup-conversionmixerwith2.1dBgainand35.9 dblo-rfisolation[j].ieee Microwave& Wireless ComponLet,2014,24(2):126-128. [6] LOUS,LUONG H C.Alinearizationtechniquefor RF receiver fronṯend using seconḏordeṟ intermodulationinjection [J].IEEE JSolSta Circ, 2008,43(11):2404-2412. [7] CROLSJ,STEYAERT M SJ.A 1.5 GHzhighly linearcmosdownconversion mixer [J].IEEEJSol StaCirc,1995,30(7):736-742. [8] 张金灿.2.4GHz 射频接收前端的研究与设计 [D]. 西安 : 西安理工大学,2010. [9] 刘高辉, 张金灿. 低功耗 CMOS 低噪声放大器的分析与设计 [J]. 微电子学,2010,40(2):182-185. [10] 梁元, 张弘. 一个应用于探测生理信号 SoC 中的 CMOS 全集成高线性度低噪声上变频器设计 [J]. 电子学报,2013,41(4):821-827. [11] 张萌, 李智群, 沈董军, 等. 无线传感器网络的 2.4 GHz 低功耗低中频射频接收前端的设计 [J]. 高技术通讯,2013,23(4):413-420. [12] 赵明剑, 李斌, 吴朝晖, 等. 新型高线性度双平衡 CMOS 混频器芯片的设计 [J]. 华南理工大学学报 ( 自然科学版 ),2013,41(5):28-33. [13]LEE T H. The design of CMOS radio frequency integratedcircuits [M].Cambridge,UK:Cambridge UiversityPress,2001. [14] 谷江, 毛陆虹, 门春雷, 等. 一种电流注入式零中频正交混频器 [J]. 固体电子学研究与进展,2012,32(3): 281-285. [15]MOLLAALIPOUR M, MIAR N H. Animproved highlinearityactivecmosmixer:designandvolterra seriesanalysis[j].ieee TransCirc & SystI:Regu Pap,2013,60(8):2092-2103. [16]HES,SAAVEDRACE.Designofalow-voltageand lowḏistortion mixerthrough volterra-series analysis [J].IEEE Trans MicrowaveTheo & Technol,2013, 61(1): 177-184. 췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍췍 ( 上接第 214 页 ) LDO 电路 幅 在图 5(a) 中, 输出电压恢复前, 上冲电压最大达到 1.89 V, 而在增加摆率增强电路后, 其最大值 参考文献 : 只有 1.82V, 减小了 70 mv, 并且之后的振荡摆幅 [1] 范东风. 高性能 LDO 线性稳压器的设计 [D]. 大连 : 都在 20mV 以内 同理, 图 5(b) 中振荡摆幅也有 大连理工大学,2008:19-20. 明显减小 从这个角度上来说, 也是加速恢复的一 [2] 邹志革. 无容型 LDO 的研究现状与进展 [J]. 微电子 学,2009,39(2):242-246. 种表现 可以看出, 本文提出的 LDO 的各项指标 [3] MILLIKEN RJ,MARTINEZJ,SINENCIO E.Ful 都表现良好 oṉchip CMOS lowḏropout voltage regulator [J]. 4 结论 IEEE TransCircSystⅠ:Regu Pap,2009,54(9): 1879-1890. 本文设计了一种易于片上集成的无容型 LDO 电路 通过增加内部电压检测电路, 可辅助调整功率管的控制电压, 有效提高了功率管栅极的压摆率, 减小了输出过冲电压, 并使系统响应速度明显上升, 满足了 SoC 系统负载快速变化的要求 该摆率增强电路只有在负载电流发生跳变时才启动, 最大限度地减小了 LDO 系统的静态电流, 节约了功耗, 是一种非常适合集成于 SoC 系统中的无片外电容型 [4] CHEN J-J, YANG F-C, KUNG C-M,et al. A capacitoṟfreefasṯtransienṯresponse LDO withduaḻ loopcontroledpaths [C]//IEEE AsianSolStaCirc Conf.Jeju,Korea.2007:364-367. [5] ZHAN C-C, KI W-H. Outpuṯcapacitoṟfree adaptivelybiasedlowḏropoutregulatorforsystem-oṉ chips[j].ieeetranscircsystⅠ:regupap,2010, 57(5):1017-1028.