混合型 SiC 模块应用手册第二章应用中的注意事项目录页 1 最大结温 2 2 短路保护 3 3 过电压保护和安全工作区 4 4 Rg 的选择 8 5 并联 9 6 电磁干扰 (EMI) 14 7 抑制波形震荡的方法 15 1 MT5F36768

Size: px

Start display at page:

Download "混合型 SiC 模块应用手册第二章应用中的注意事项目录页 1 最大结温 2 2 短路保护 3 3 过电压保护和安全工作区 4 4 Rg 的选择 8 5 并联 9 6 电磁干扰 (EMI) 14 7 抑制波形震荡的方法 15 1 MT5F36768"

空习
4 years ago
Views:

1 混合型 SiC 模块应用手册第二章应用中的注意事项目录页 1 最大结温 2 2 短路保护 3 3 过电压保护和安全工作区 4 4 Rg 的选择 8 5 并联 9 6 电磁干扰 (EMI) 14 7 抑制波形震荡的方法 15 1

2 1 最大结温富士的第五代模块 (U,U4 系列 ) 最大结温 Tj(max) =150 o C, 而第六代模块 (V 系列 ) 相对前一代提高了 25 C 达到 175 C 考虑到设计裕量 U 和 U4 系列的连续工作结温 Tj(op) 是 125 C. 而 V 系列较高的 Tj(max) 能保证连续工作结温 Tj(op)=150 C 该数值是基于 JEITA 标准去检验测试的增加 Tj(op) 的好处有很多, 如可选择更小的模块, 减小散热器, 增加输出电流和载波频率, 也可提高变频器的功率另一方面, 连续工作结温是 150 C, 如果超过该温度使用, 可能导致功率循环能力不足等产品生命周期降低 2

3 2 短路 ( 过流 ) 保护发生短路时, 当 IGBT 的集电极电流增加并超过一定值后, 集电极 - 发射极间 (C-E) 电压也会急剧上升由于这种特性, 短路时集电极电流可以抑制在一定的电流以下, 但是此时 IGBT 仍处于高电压, 大电流状态, 由于自身损耗发热会损坏 IGBT, 所以必须短时间内切除这种负载图 2-1, 是混合型 SiC 模块 (1700V) 在相应电压下的短路耐受能力 ( 短路耐受时间 ), 关于短路检测时间, 请参考此图以及相关应用的操作条件进行设定图.2-1 混合型 SiC 模块 (1700V) 在相应电压下的短路耐受能力 3

4 3 过电压保护 3.1 过电压保护由于 IGBT 高速的开关速度, IGBT 关断或者 FWD 反向恢复时, 会产生很高的 di/dt 当高 di/dt 与主回路配线的寄生电感结合, 就会产生浪涌电压如果浪涌电压超过最大额定电压,IGBT 处于过电压状态, 最坏的情况会造成器件损坏为了防止过压损坏器件, 常用的方法有增加吸收回路, 调整门极电阻 Rg 和优化主回路配线减小寄生电感为了直观认识浪涌电压与影响因素的关系, 下图所示混合型 SiC 模块 2MSI400VAE 的浪涌电压特性如图 3-1 所示,IGBT 关断时杂散电感和浪涌电压的关系, 较高的杂散电感浪涌电压也较高如图 3-2 所示,IGBT 关断时集电极电压和浪涌电压的关系, 较高的集电极电压浪涌电压也较高如图 3-3 所示,IGBT 关断时集电极电流和浪涌电压的关系, 较大集电极电流浪涌电压也较高如上所述,IGBT 模块的浪涌电压与主回路寄生电感和门极驱动条件有显著关系, 还与电路条件, 如吸收电路的类型和部件参数, 或电容器的容量也将影响浪涌电压因此, 使用该模块的变频器系统在所有可能的运行条件下, 都要确保浪涌电压在 RBSOA 内, 如果浪涌电压超过 RBSOA, 可通过调整门极驱动电阻, 减小杂散电感或增加吸收回路或有源钳位电路来抑制浪涌电压 4

5 V CEP [V] Stray inductance [nh] Condition:VGE=±15V, VCC=900V, RG=0.5Ω, Tj=125 C, IC=400A 图 3-1 IGBT 关断时浪涌电压与杂散电感关系 V CEP [V] V cc [V] Condition:VGE=±15V, Ls=51nH, RG=0.5Ω, Tj=125 C, IC=400A 图 3-2 IGBT 关断时浪涌电压与集电极电压关系 V CEP [V] I c [A] Condition:VGE=±15V, VCC=900V, LS=51nH, Rg=0.5Ω, Tj=125 C 图 3-3 IGBT 关断时浪涌电压与集电极电流关系 5

6 3.2 IGBT 关断时门极驱动对浪涌电压的影响对于过电压保护, 如图 3-4 所示的混合型 SiC 模块门极驱动电阻 Rg 与浪涌电压的关系通常方法是增加门极驱动电阻阻值来抑制浪涌电压, 但 IGBT 采用沟槽技术后, 注入效率得到改善, 因此, 门极驱动电阻 Rg 对浪涌电压的影响发生了变化 ( 详见图 3-4) 因此, 为了抑制浪涌电压, 选择较大的门极驱动电阻 Rg, 其结果可能与我们以往的认识趋势不同在某些情况下, 可能加大 Rg 浪涌电压反而升高因此, 要根据实际测试的结果去选择合理的 Rg V CEP [V] R g [ohm] Condition:VGE=±15V, VCC=900V, Ls=51nH, Ic=400A, Tj=25 C 图 3-4 IGBT 关断时浪涌电压与门极驱动电阻的关系参考文献 1) Y. Onozawa et al., 低浪涌快速 IGBT 关断的载流效应研究, Proc. ISPSD, 第页, 2006 年. 6

7 3.3 短路电流切断时的过电压保护如果 IGBT 发生短路,IGBT 集电极电压会迅速上升如果在此高能量状态下切断短路电流, 会导致 IGBT 面对非常高的电压和电流对于短路电流关断的安全区域定义为 SCSOA, 这不同于 RBSOA 如图 3-5 所示混合型 SiC 模块 (1700V ) 的 SCSOA 和 RBSOA 关于短路电流的关断, 要保证 Vce-Ic 的运行轨迹在 SCSOA 内, 注意 SCSOA 是不可重复的, 而 RBSOA 是可以重复的条件 :VGE=±15V, RG RG (spec), Tj=150 C 图 3-5 RBSOA 和 SCSOA(1700V) 7

8 4 RG 的选择标准门极电阻 RG 在规格表中标明关于开通 RG, 富士建议使用规格书中描述的标准电阻值, 但是有必要确认辐射噪音是否在允许的范围内关于关断 RG, 如图 4-1 所示, 增加 RG 可能会导致浪涌电压增加, 所以有必要确认实际系统中的浪涌电压在允许的范围内 V CEP [V] R g [ohm] 条件 :VGE=±15V, VCC=900V, Ls=51nH, IC=400A, Tj=25 C Fig.4-1 IGBT 关断时门极电阻和浪涌电压的关系曲线参考 1) Y.Onowzawa 等, 低浪涌快速 IGBT 关断的载流效应研究,Proc ISPSD, 第页, 2006 年 8

9 5 并联当 IGBT 模块用于变频电路时, 它们有时并联连接以输出更大的电流本节介绍并联 SiC 混合模块的注意事项 5.1 输出特性的结温依存性和电流的不平衡输出特性的结温依存性 (VCE(sat),VF) 对电流不平衡有很大的影响典型的 1700V / 400A 模块的输出特性如图 4-1 所示用于混合模块的 V-IGBT 和 SiC-SBD 的温度依存性是正的因此, 结温增加时, 集电极电流减小这将自动改善电流的不平衡正因为如此, 所有用于富士混合模块的芯片都具有适合并联运行的特性 T j =25 C 150 C T j =25 C 150 C Collector Current: I c [A] Forward current: I F [A] Collector-Emitter Voltage: V CE [V] Forward on voltage: V F [V] (a) IGBT 的输出特性 (b) SiC-SBD 的输出特性 Fig.5-1 输出特性的结温依存性 9

10 5.2 VCE(sat)/ VF 的差异和电流不平衡率在 SiC 混合模块的并联时发生的电流分配比率称为电流不平衡率这取决于 VCE(sat)/ VF 的差异以及这些特性的结温依存性图 5-2 显示了 VCE(sat)/ VF 的差异与电流不平衡率之间的关系此图显示了 V 系列 IGBT 和 SiC - SBD 两个并联模块的电流不平衡率如图所示, 可以看出电流不平衡率随着 VCE(sat)/ VF 的差值的增加而增加因此, 并联时, 将 VCE(sat)/ VF 差 (ΔVCE(sat)/ΔVF) 小的产品组合起来很重要 20% Current imbalance rate at T j =125 :α α x100 15% 10% 5% IGBT SiC SBD 0% V CE(sat) / V F at T j =25 条件 : VCC=900V, fsw=5khz, Total IC=800Arms, Power factor=0.9, Modulation rate=0.8 Fig.5-2 VCE(sat)/ VF 的差异和电流不平衡率 (1700V/400A) 10

11 补充 : 关于模块特性数据的标签符号标签上提供模块的 VCE(sat) 和 VF 值良好的电流平衡可以通过结合相同或接近的 VF 等级和 VCE(sat) 等级来获得图 5-3 显示了一个标签符号的例子符号内容 : - VCE(sat), VF 值 ( 如. 211 = ~ V) - 温度代码 Temperature cod: R - 产品代码 Product code - 批号 Lot No. - 序列号 Serial No. - 数据二维码 Data matrix code C1 ( upper leg ) C2 ( lower leg ) V CE(sat) V F R XX X999 XXX 表示例の Lot No. は 6 桁 ver. ( 桁数はメイバン表示に合わせる ) Product code Lot No. Serial No. Temp. code Data matrix code Characteristics indication メイバンと同じ ( 右詰め 6 桁 ) メイバンと同じメイバンと同じ Product Lot Serial V CE(sat) (C1) V F (C1) V CE(sat) (C2) V F (C2) Temp. code No. No. upper leg upper leg lower leg lower leg code*,,,,,,, 6digits 5 or 6digits 3digits 3digits 3digits 3digits 3digits 1digit *Room temp.=r *High temp.=h comma comma comma comma Data matrix code contents comma comma comma Fig.5-3. 特性数据的符号示例 11

12 5.3 开关动作时的电流不平衡主电路布线电感分布不均匀的主电路布线电感会导致并联器件的不平衡电流分配图 5-4 为考虑主电路布线电感的并联等效电路图如果 IC1 和 IC2 分别流过 IGBT1 和 IGBT2, 则电流分配大致由主电路布线电感 LC1 + LE1 和 LC2 + LE2 的比例决定因此, 为了减少开关时的电流不平衡, 主电路布线需要尽可能均等地设计然而, 即使 (LC1 + LE1)=(LC2 + LE2) 的理想布线电感被实现,LE1 和 LE2 之间的差值也会导致电流不平衡, 这将在下面描述不对称电感 LE1 和 LE2 在导通时会导致不同的 di / dt 这种差异将会对门极发射极电压产生负面影响并导致 VGE 不平衡这种不平衡会增加集电极电流的不平衡因此, 分别确保集电极和发射极侧的布线结构的对称性非常重要 :LC1 = LC2,LE1 = LE2 另一点是由于在关断时电感与尖峰浪涌电压之间的直接相关性, 所以要保持主电路的电感尽可能低为了减少布线电感, 可以将并联模块尽可能靠近, 使布线尽可能对称 IC1 IC2 LC1 LC2 IGBT1 GDU Rg IGBT2 Rg LE1 LE2 Fig.5-4 主电路布线电感的并联等效电路图如果 IGBT 模块有一个辅助发射极, 为了减小主电路电感的影响, 建议使用其辅助发射极驱动 12

13 5.3.2 门极驱动电路在为每个 IGBT 使用分离的门极驱动单元 (GDU) 的情况下, 由于每个电路延迟时间的变化而存在潜在的故障源, 这将对同时开关产生负面影响因此, 建议并联模块的所有门极都由一个 GDU 驱动通过使用这种方式, 可以减少由门极驱动电路引起的开关时间的差异然而, 如果并联连接的模块由同一个的驱动电路驱动, 可能由于驱动能力不足而导致开关速度降低这可能使门极不可控因此, 请选择足够驱动能力的驱动单元而且, 当使用单个门极驱动电路时, 取决于布线电感和 IGBT 输入电容, 在门极电压上升时可能发生寄生振荡 IGBT1 GDU Rg Extra emitter line IGBT2 Rg Fig.5-5 门极驱动单元配线因此, 每个 IGBT 的门极电阻应分别连接到各自的门极 ( 请参见图 5-5) 还有一个额外的发射线电阻可以帮助抑制这种振荡, 但这个电阻引起的电压降可能会导致模块误动作当门极驱动电路的发射极接线连接到主电路接线的不同位置时,LE1 和 LE2 变得不平衡, 如图 5-4 所示这导致了不平衡的瞬态电流通常,IGBT 模块具有用于门极驱动电路的辅助发射极端子, 其内部布线均匀因此, 通过使用该辅助端子来驱动门极, 可以抑制模块内部的瞬态电流不平衡为此, 推荐使用辅助发射极端子即使通过使用辅助发射极端子来驱动门极, 仍然存在外部布线的影响因此, 请确保并联连接的各个模块的门极驱动电路的布线尽可能短且长度相等富士建议使用紧密绞合的电线作为门极驱动电路, 并应尽可能远离主电路布线这将减少互感 ( 尤其是集电极电流 ) 的可能性 13

14 6 电磁干扰 (EMI) 图 6-1 给出了 1700V SiC 混合模块与传统 Si 模块的辐射噪声对比当集电极电流减小时, 常规 Si 模块的辐射噪声增加碳化硅混合模块显示出相反的特性当集电极电流下降时, 辐射噪声减小在 300 A 以下的区域,SiC 混合模块的辐射噪声的峰值与传统的 Si 模块的辐射噪声的峰值相当 -30 Amplitude [dbm] Si module SiC hybrid module I c [A] Fig.6-1 辐射噪音和集电极电流的关系参考 2) H. Wang 等用于 AC690V 逆变器系统的 1700V Si-IGBT 和 SiC-SBD 混合模块, 国际电力电子会议 (IPEC-Hiroshima 2014-ECCE = ASIA), 第页 14

15 7 抑制波形振荡的方法图 7-1 显示了 SiC-SBD 关断波形. 通过在混合模块的集电极和发射极之间添加 CR 缓冲器, 可以抑制波形振荡. (a) 没有 CR 缓冲器 (b) 有 CR 缓冲器 Fig.7-1 用 CR 缓冲电路抑制波形振动专利申请中 15

PowerPoint プレゼンテーション

PowerPoint プレゼンテーション富士电机第 10 章 IGBT 模块并联应用 1. 稳态时的电流不均衡 10-2 2. 动态时的电流不均衡 10-6 3. 门极驱动电路 10-7 4. 并联时接线案例 10-8 5. 散热器 10-8 Co., Ltd. All rights reserved. 10-1 I C (A) 富士电机本章中对 IGBT 并联连接时的注意事项进行说明 IGBT 模块作为逆变电路使用时, 会有为了增大通电电流能力而对

混合型 SiC 模块应用手册第二章 应用中的注意事项 目录 页 1 最大结温 2 2 短路保护 3 3 过电压保护和安全工作区 4 4 Rg 的选择 8 5 并联 9 6 电磁干扰 (EMI) 14 7 抑制波形震荡的方法 15 1 MT5F36768

混合型 SiC 模块应用手册第二章应用中的注意事项目录页 1 最大结温 2 2 短路保护 3 3 过电压保护和安全工作区 4 4 Rg 的选择 8 5 并联 9 6 电磁干扰 (EMI) 14 7 抑制波形震荡的方法 15 1 MT5F36768