www.faichildsemi.cm 应用说明书 AN45SC 采用飞兆半导体 SR 系列功率开关 (PS ) 半桥 LLC 谐振变换器的设计 引言 不断增加的开关电源功率密度, 已经受到了无源器件尺寸的限制 采取高频运行, 可以大大降低无源器件, 如变压器和滤波器的尺寸 但是过高的开关损耗势必成为高频运行的一大障碍 为了降低开关损耗和容许高频运行, 谐振开关技术已经得到了发展 这些技术采用正弦方式处理电力, 开关器件能够实现软换流 使得开关损耗与噪声大为降低 [ 7] 在各种类型的谐振变换器中, 最简单和最普遍的谐振变换器为 LC 串联谐振变换器, 其中整流器 负载网络与 LC 谐振网络串联, 如图 所示 [4] 在该电路结构中,LC 谐振网络与负载一起形成分压器 通过改变驱动电压 d 的频率, 可以改变该谐振网络的阻抗 输入电压在谐振网络阻抗与反射负载之间进行分压 由于分压作用,LC 串联谐振变换器的 DC 增益总是小于 在轻载条件下, 相比谐振网络的阻抗而言, 负载阻抗很大 全部输入电压都被施加到负载上 这使得轻载下很难调节输出 在空载时, 为了能够调节输出, 理论上谐振频率应该为无限大 Q 在大多数实际设计中, 该并联电感采用变压器的励磁电感 LLC 谐振变换器的电路图与 LC 串联谐振变换器的电路图十分相似 唯一的差别在于 : 励磁电感的取值不同 LLC 谐振变换器的励磁电感远远大于 LC 串联谐振变换器的励磁电感 (L),LLC 谐振变换器中的励磁电感为 L 的 38 倍, 通常通过增加变压器的气隙来获得 in Q Q L L shunt ( L m ) C n: 图 半桥 LLC 谐振变换器 LLC 谐振变换器具有许多超越串联谐振变换器的优点 它能够在较宽的电源和负载波动范围内调节输出, 而开关频率波动却较小 在整个工作范围内, 能够获得零电压开关 (ZS) 全部固有的寄生参数均可以用于实现软开关, 包括所有半导体器件的结电容 变压器漏感与励磁电感 R O in Q d L C n: R O 本使用说明书给出了采用 SR 系列 PS 的 LLC 谐振半桥变换器的设计考虑事项 包括 LLC 谐振变换器工作原理的解释 变压器与谐振网络的设计 元器件的选型 给出设计实例, 逐条地解释设计过程, 有助于进行 LLC 谐振变换器的设计 图 半桥 LC 串联谐振变换器 为了打破串联谐振变换器的限制,LLC 谐振变换器已经获得提出 [8] LLC 谐振变换器是一种改进型的串联谐振变换器, 通过在变压器初级绕组放置一个并联电感而得以实现, 如图 所示 采用并联电感可以增加初级绕组的环流, 有利于电路运行 由于这个概念不直观, 在该拓扑首次提出时没有受到足够的重视 然而在开关损耗相比通态损耗占主导比重的高输入电压应用中, 却有利于效率的提高 Rev..0.0 0/4/0
. LLC 谐振变换器与基波近似 图 3 中给出了半桥 LLC 谐振变换器的原理简图, 图中 Lm 指励磁电感, 用作并联电感,L 指串联谐振电感, 指谐振电容 图 4 给出了 LLC 谐振变换器的典型波形 假定 : 工作频率与谐振频率相同, 后者决定于 L 与 之间的谐振 由于励磁电感相对较小, 形成相当量的励磁电流 (Im), 在初级绕组续流, 并不参与电能的传输 初级电流 (I) 为励磁电流与次级电流折算到初级电流之和 一般情况下,LLC 谐振拓扑包括 3 级电路, 如图 3 所示, 即方波发生器 谐振网络和整流网络 方波发生器负责产生方波电压 d, 通过 50% 占空比交替驱动开关 Q 和 Q 来实现 通常, 在连续切换中会引入一个较小的死区时间 方波发生器可以构造成全桥或半桥类型 谐振网络包括一只电容 变压器漏感和励磁电感 谐振网络滤除高次谐波电流 在本质上, 即使方波电压施加到谐振网络上, 也只有正弦电流容许流过该谐振网络 电流 (I ) 滞后于施加到谐振网络上的电压 ( 即方波电压 ( d ) 的基波分量被施加到半桥的图腾柱上 ), 容许 MOSET 零电压开通 如图 4 所示,MOSET 开通时, 通过使反并联二极管流过电流, 使得 MOSET 端电压为零 整流网络产生直流电压, 采用整流二极管和电容对交流电进行整流 整流器网络可以设计成带有容性输出滤波器的全波整流桥或中心抽头配置 I DS I D d gs gs I I m in 图 4 半桥 LLC 谐振变换器的典型波形 谐振网络的滤波作用可以采用基波近似原理, 获得谐振变换器的电压增益, 这需要假定方波电压的基波分量输入到谐振网络, 并传输电能至输出端 因为次级整流电路表现为阻抗变换器, 等效负载电阻不同于实际负载电阻 图 5 给出了该等效负载电阻的推导过程 初级电路由正弦电流源 Iac 代替, 方波电压 RI 出现在整流器的输入端 由于 Iac 的平均值为输出电流 I, 则 Iac 可以描述为 π I Iac sin( ωt) () RI 可以描述为 RI if sin( ωt) > 0 () if sin( ωt) < 0 RI 式中, 指输出电压 图 3 半桥 LLC 谐振变换器的原理图 RI 的基波分量可以描述为 4 RI sin( ωt) (3) π 由于 RI 的各次谐波分量不涉及功率传输, 交流等效负载电阻可以采用 ( RI / I ac ) 计算 : RI 8 8 R ac R I π I π (4) ac 考虑到变压器匝比 (nn /N s ), 则初级等效负载电阻可以描述为 8n R R (5) ac π Rev..0.0 0/4/0
采用等效负载电阻, 可以得到交流等效电路, 如图 6 所示, 图中 d 与 RO 分别指驱动电压 d 反射输出电压的基波分量 RO (n RI ) in I ac d I ac RI RI k I ac I I π O 4 sin( ) RI RI wt π 图 5 等效负载电阻 R ac 的推导 C L L m 8n nn /N s Rac R π N :N s I ac RI R sin( wt) O R 式中 : L 8n L L m L, R ac R, m π L L Q, ω, ω C R L C L C ac 由式 6 可见, 存在两个谐振频率, 一决定于 L 与 C, 另一决定于 L 与 C 式 6 给出, 在谐振频率 (ω ) 下, 增益为, 且与负载波动无关, 该增益可以描述为 n ( m ) ω M atω ω (7) ω ω in 当 m3 f 00kHz 与 f 57kHz, 不同 Q 值时, 式 6 表达的增益绘制成图, 如图 7 所示 由图 7 可见, 当开关频率处于谐振频率 f 附近时,LLC 谐振变换器显示的增益特性几乎独立于负载 这是 LLC 型的谐振变换器超出传统串联谐振变换器非常突出的优势 因此, 想当然地使得变换器运行在谐振频率附近, 降低开关频率波动 LLC 谐振变换器的工作范围受制于峰值增益 ( 可达最大增益 ), 该增益在图 7 中标示有 * 需要说明的是, 峰值电压增益不会出现在 f 或 f 附近 获得峰值增益时对应的峰值增益频率存在于 f 与 f 之间, 如图 7 所示 随着负载变轻,Q 值下降, 峰值增益频率移向 f, 峰值增益随之下降 因此对于谐振网络设计而言, 满载条件为最坏情况 d C L L m R ac 图 6 LLC 谐振变换器的交流等效电路 R (n RI ) 利用式 5 中得到的等效负载电阻, 可以推导出 LLC 谐振变换器的特性 采用图 6 中的交流等效电路, 可以得到电压增益 M: 4n sin( ωt) RO n RI n M π 4 d d in sin( ωt) in π (6) ω ( ) ( m ) ω ω ω ω ( ) j ( )( m ) Q ω ω ω Gain ( n / in ).0.8.6.4..0 0.8 f π LC Q0.5 Q.0 f π LC M @ f Q L / C Rac Q.0 Q0.75 Q0.50 Q0.5 0.6 40 50 60 70 80 90 00 0 0 30 40 feq (khz) 图 7 LLC 谐振变换器的典型增益曲线 (m3) Rev..0.0 0/4/0 3
. 集成变压器的考虑事项 对于实际设计, 通常需要采用集成变压器的概念设计实现磁器件 ( 串联电感与并联电感 ), 其中将漏感用作串联电感, 励磁电感用作并联电感 当采用这种方法构造磁元件时, 需要将图 6 中的等效电路改进成图 8, 这是因为不仅在初级, 而且在次级都存在有漏感 不考虑变压器次级的漏感时往往会导致设计出错 e 8n R L Rac, m 式中 : π M L e L Q, ω, ω e C R L C L C ac 谐振频率 (ω ) 处的增益是固定的, 与负载波动无关, 可以描述为 L m M M atω ω L L m (0) in in d C C L L L n L Llk Lm // Llk L L L L L lk L L L m lk m //( lks) lk m n: : M L lks RI L ( M ) L L 图 8 考虑次级漏感后的改进等效电路 O R ideal tansfme R RO ac (n RI ) 图 8 中, 假定 n L lks L lk, 将次级漏感折算到初级, 可以得到有效串联电感 (L ) 与并联电感 (L L ) : L L L m lk L L L n L L L L lk m //( lks ) lk m // lk 在处理实际变压器时, 提倡采用具有 L 和 L 的等效电路, 因为通过分别开路和短路次级绕组, 在初级可以很容易地测得这些电感取值 图 9 中, 该注意的是, 引入了虚拟增益 Mv, 它由次级漏感引起 采用图 9 的改进后等效电路, 调整式 6 的增益表达式, 可以得到集成变压器的增益表达式 : (8) 当采用独立磁芯设计串联电感时, 谐振频率 (ω ) 处的增益为, 如式 7 所示 然而, 当采用集成变压器概念设计磁元件时, 由于存在变压器次级漏感引起的虚拟增益, 谐振频率 (ω ) 处的增益将大于 当 m3, f 00kHz, 和 f 57kHz, 不同的 Q e 取值时, 式 9 表达的增益绘制成图, 如图 0 所示 由图 9 可观察到, 当开关频率处于谐振频率 f 附近时,LLC 谐振变换器表现的增益特性几乎独立于负载 Gain ( n / in ). Q e 0.5.0.8.6.4..0 f π LC Q e.0 M @ f f π LC M e Q L / e Rac Q e.00 Q e 0.75 Q e 0.50 Q e 0.5 0.8 40 50 60 70 80 90 00 0 0 30 40 feq (khz) 图 9 采用集成变压器时 LLC 谐振变换器的典型增益曲线 (m3) ω ( ) ( m ) M n O ω M in ω ω ω ( ) j( ) ( ) ( m ) Q ω ω ω ω ( ) mm ( ) ω ω ω ω ( ) j( ) ( ) ( m ) Q ω ω ω e e (9) Rev..0.0 0/4/0 4
3. 工作模式与可达最大增益考虑事项 工作模式 LLC 谐振变换器的工作频率可以低于或高于谐振频率 (f ), 如图 0 所示 图 给出了每种工作模式下变压器初级与次级的电流波形 在低于谐振频率下 ( 情况 I ) 工作, 容许次级整流二极管实现软换流, 尽管此时环流相比较大 随着工作频率降低, 偏离谐振频率, 环流大大增加 尽管在高于谐振频率下 ( 情况 II ) 工作, 容许环流降低, 但是整流二极管不能实现软换流 对于高输出电压应用中, 例如等离子显示屏 (PDP), 提倡采用低于谐振频率下工作, 因为这类应用场合中整流二极管的反向恢复损耗相当大 低于谐振频率下工作, 对于负载波动而言, 还具有较窄的频率范围, 因为甚至在空载条件下运行, 其工作频率受限制低于谐振频率 另一方面, 在上谐振工作时, 相比在下谐振工作时, 通态损耗较小 对于低输出电压的应用场合, 例如液晶显示器 (LCD)T 或膝上适配器, 表现出良好的效率 因为这类应用场合中, 次级整流二极管适合采用肖特基二极管, 此时反向恢复问题已无关重要 然而, 在上谐振频率工作时, 在轻载下工作会使开关频率大量增加 上谐振工作时, 需要采用频率跳跃功能, 防止开关频率剧烈上升 I I DS I D I I DS I D I m I m f f S 图 各种工作模式下的波形 (I) f s < f I O (II) f s > f 最大增益与峰值增益需求高于峰值增益频率下, 谐振网络的输入阻抗呈感性, 谐振网络的输入电流 (I ) 滞后于施加在谐振网络的电压 ( d ) 这样 MOSET 可以实现零电压开通 (ZS), 如图 所示 低于峰值增益频率下, 谐振网络的输入阻抗呈容性,I 超前 d 当工作在容性区间, 在开关切换过程中,MOSET 的体二极管反向恢复, 引起严重的噪声 进入容性区间的另外一个问题是, 由于增益斜率出现反向, 输出电压失控 最小开关频率应该适当地高于峰值增益频率 I O 图 0 依据工作频率决定工作模式 图 容性与感性区间的工作波形 Rev..0.0 0/4/0 5
LLC 谐振变换器的合适输入电压范围决定于峰值电压增益 因此, 谐振网络的设计应确保增益曲线具有足够的峰值增益, 并能够覆盖整个输入电压范围 但是, 低于峰值增益点,ZS 条件会丢失, 如图 所示 因此当确定最大增益点时, 要求保留一些裕量, 在负载瞬态变化和启动阶段, 确保获得稳定的 ZS 工作 典型地, 对于实际设计, 选取最大增益的 0~0% 作为裕量, 如图 3 所示 图 3 最大增益的确定 图 4 不同 m 取值时峰值增益 ( 可达最大增益 ) 对 Q 的曲线 在某一给定的条件下, 即使采用增益公式 6 得到峰值增益, 也是很难地以明确形式表达出峰值增益 为了简化分析与设计, 可以采用仿真工具获得峰值增益, 如图 4 所示 图中给出了不同 m 取值时, 随着 Q 值变化的峰值增益 ( 可达最大增益 ) 可见, 通过减少 m 和 Q 值, 可以获得较高的峰值增益 对于给定的谐振频率 (f ) 和 Q 值, 降低 m 意味着励磁电感减少, 将导致环流增加 自然地, 应在可用增益范围与导通损耗之间作出权衡 Rev..0.0 0/4/0 6
4. SR 系列的特征 SR 系列产品集成有脉冲频率调制 (PM) 控制器以及专门设计用于零电压开关 (ZS ) 半桥变换器的 MOSET, 外部元器件用量最少 内部控制器包括一个欠压闭锁 优化的高端 / 低端门极驱动器 温度补偿的精密电流控制振荡器以及自保护电路 与分立 MOSET 和 PWM 控制器方案相比,SR 系列产品减少了总成本 元器件数量 尺寸和重量, 与此同时却提高了效率 生产率和系统可靠性 表. 管脚说明 DL CON 3 R T 该管脚为高端 MOSET 的漏极, 典型地, 需要连接到输入直流环节电压 该管脚用于启用 / 禁用和保护 当该管脚电压高于 0.6, 允许该 IC 工作 当该管脚电压低于 0.4, 禁止发送两只 MOSET 的门极驱动信号 当该管脚电压增至 5 以上, 保护功能启动 该管脚用于编程开关频率 一般地, 需要光耦和电阻连接到该管脚, 用来调节输出电压 4 CS 该管脚用于检测流过低端 MOSET 的电流 典型地, 负电压被施加到该引脚 5 SG 该管脚为控制地 6 PG 该管脚为电源地 该管脚连接到低端 MOSET 的源极 7 L CC 该管脚为控制 IC 的供电电压 8 NC 不接线 3 4 5 6 7 8 9 0 DL TCS SG Lcc CONR PG Hcc CTR 9 H CC 该管脚为高端 MOSET 的供电电压 0 CTR 该管脚为低端 MOSET 的漏极 典型地, 变压器连接到该管脚 图 5 封装图 图 6 SR 系列产品的功能框图 Rev..0.0 0/4/0 7
C L lks D cc C Lcc R R R SS RT Lcc R dam D bt DL Hcc Llk Lm N Ns Ns R bias C R d in C DL C B C SS CON CS IC C Hcc CTR L lks D KA43 C R C LP SG PG R LP R sense 图 7 LLC 谐振半桥变换器设计实例的参考电路 5. 设计步骤 本节中, 采用图 7 所示的参考原理图, 给出设计过程 集成变压器具有中心抽头, 输入电压来自预调节器 功率因数校正器 (PC) 以 9W/4 输出的 DCDC 变换器为例, 设计规格如下 : 标称输入电压 :400DC(PC 的输出 ) 输出 :4/8A (9W) 保持时间要求 :0ms(50Hz 电源频率 ) PC 输出的直流环节电容 : 0µ [ 第一步 ] 确定系统规格 作为第一步, 需要明确下列设计规格 估计效率 (E ff ): 需要估计功率转换效率, 以便在给定的最大输出功率功率前提下, 计算最大输入功率 如果没有可用的参考数据, 对于低压输出场合, 采用 E ff 0.88~0.9 对于高压输出场合, 采用 E ff 0.9~0.96 确定估计效率后, 最大输入功率可以描述为 P P () in E ff 输入电压范围 ( in 与 in ): 最大输入电压应为 PC 标称输出电压, in () O. PC 即使在 PC 预调节器作用下, 该输入电压为受控恒压, 但是在保持时间内也会发生跌落 考虑保持时间要求后, 最小输入电压可以描述为 : in O. PC P in T HU (3) C 式中, O.PC 指 PC 标称输出电压,T HU 指保持时 DL 间,C DL 指直流环节高量电容 ( 设计举例 ) 假定效率为 9%, P 9 P 09W in E 0.9 ff in O. PC 400 PT in HU in O. PC CDL 3 09 0 0 400 349 6 0 0 [ 第二步 ] 确定谐振网络的最大与最小电压增益 根据上节讨论, 为了减少开关频率波动, 典型地, LLC 谐振网络应设计工作在谐振频率 (f ) 附近 鉴于 LLC 谐振变换器由 PC 输出电压供电, 为使该变换器的工作频率设计在 f, 应该适应 PC 标称输出电压 由式 0 可见,f 处的增益为 m (ml /L ) 的函数 f 处的增益决定于 m 值的选取 尽管 m 取值较小时, 可以得到高的峰值增益, 但是过小的 m 取值会导致变压器的耦合恶化和效率下降 典型地, 设置 m 位于 3~7, 可使谐振频率处 (f ) 的电压增益为.~. m 取值选择后,PC 标称输出电压时的电压增益可以描述为 : m M @ff (4) m M 为最小电压增益, 因为 PC 标称输出电压为最大输入电压 ( in ) 最大电压增益可以描述为: Rev..0.0 0/4/0 8
M in M (5) in ( 设计举例 ) 按照式 5, 选择 L 与 L 的比值 (m) 可得最小与最大电压增益分别为 RO m 5 M. in m 5 in 400 M M..8 349 in 图 8 最大增益 / 最小增益 [ 第三步 ] 确定变压器匝比 (nn /N s ) 根据第二步得到的最小电压增益 (M ), 变压器匝比可以描述为 : N in n M N ( ) s 式中, 指次级整流二极管的压降 (6) [ 第四步 ] 计算等效负载电阻根据式 6 得到的变压器匝比, 可得等效负载电阻为 8n R ac π P (7) ( 设计举例 ) 8n 8 9.0 4 Rac 97Ω π P π 9 [ 第五步 ] 设计谐振网络 根据第二步中选取的 m, 从图 4 中峰值增益曲线读 出合适的 Q 值, 留出足够的峰值增益 考虑到负载 瞬变与确保零电压开关 (ZS) 稳定工作, 在确定峰 值增益时, 最大增益应保留 0% 的裕量 一旦选定 Q 值, 可得谐振参数为 : πq f Rac (8) L ( π f) (9) L m L (0) ( 设计举例 ) 根据第二步的计算, 最小输入电压 ( in ) 时, 最大电压增益 (M ) 为.8 考虑 5% 裕量, 需要峰值增益为.47 在第二步中, 选取 m 为 5, 根据图 9 的峰值增益曲线, 可得 Q 值为 0.4 选择谐振频率为 00 khz, 谐振器件定参如下 : C 0.n 3 πq f R ac π 0.4 00 0 97 L 6μH 3 9 ( π f ) C (π 00 0 ) 0. 0 L m L 630μH ( 设计举例 ) 假定 为 0.9, N in 400 n M. 9.00 N ( ) (4 0.9) s 图 9 采用峰值增益 ( 可达最大增益 ) 的谐振网络设计 m5 的曲线 Rev..0.0 0/4/0 9
[ 第六步 ] 设计变压器 最小开关频率条件是变压器设计的最坏情况, 出现在最小输入电压和满载条件下 为了得到最小开关频率, 需要采用增益公式 9, 绘制增益曲线, 读取最小开关频率 可得变压器初级的最少匝数为.0.8.6 f f nmal 00% lad 80% lad 60% lad 40% lad 0% lad N n ( ) f M B A s Δ e () ΔB 0.3~0.4 T. 式中,A e 指变压器磁芯的截面积, 单位 m,b 指磁通密度最大振幅, 单位 T, 如图 0 所示 如果没有可供参考数据, 可以采用 :.4..0 0.8 M M RI /(f s ) n ( )/M 0.6 40 50 60 70 80 90 00 0 0 30 40 equency (khz) 图 增益曲线 ΔB 图 0 磁通密度振幅 n ( )/M 为次级选择合适的匝数, 使得初级匝数大于 N, N 描述为 N n Ns N > () B [ 第七步 ] 变压器制作 由第五步确定变压器的参数 L 与 L 通过分别使次级绕组开路和短路, 可以在初级测得 L 与 L 由于 LLC 变换器设计需要相对较大的 L 取值, 一般地, 要求采用分段骨架, 如图 所示 对于分段骨架, 匝数与绕组的配置成为决定 L 取值的主要因素, 磁芯的气隙长度影响 L 并不明显 通过调节气隙长度, L 可以很容易地得到控制 表 3 中给出了不同气隙长度时测得的 L 与 L 值, 气隙长度为 0.0mm 时, 得到的 L 与 L 值与设计参数最接近 N N s ( 设计举例 ) 选择 EER354 (A e 07mm ) 为变压器磁芯 根据图 的增益曲线, 可得最小开关频率为 78kHz 变压器的最小初级匝数为: n ( ) N fs ΔB. Ae 9.0 4.9 30.5 tuns 3 6 77 0 0.4. 07 0 选择 N s, 使所得 N 大于 N : 图 分段骨架 表. 不同气隙长度时测得的 L 与 L 值 N s N n N 9.0 9< N s N n N 9.0 8< N s N n N 3 9.0 7< N s N n N 4 9.0 36> N s 气隙长度 L L 0.0mm,95μH 3μH 0.05mm 943μH μh 0.0mm 630μH 8μH 0.5mm 488μH 7μH 0.0mm 49μH 5μH 0.5mm 366μH 4μH Rev..0.0 0/4/0 0
( 设计举例 ) 最终谐振网络设计在 LLC 谐振变压器设计中, 即使集成变压器方法能够实现磁元件, 采用单一磁芯, 省去一个磁元件, 在实际变压器设计中, 很难控制 L 的取值 变压器制作完成后, 谐振网络设计通常需要利用所得的 L 进行迭代验算 谐振电容取值也会发生改变, 因为它需要在大量生产的电容中挑选 最后的谐振网络设计汇总在表 3 中, 所得新的增益曲线如图 3 所示 表 3. 最终谐振网络设计参数 参数 初始设计 最终设计 L 630µH 630µH L 6H 8µH C 0n n f 00kHz 99kHz m 5 5.34 Q 0.4 0.36 M@f.4. 最低频率 78kHz 7kHz 然而, 在过载或负载瞬变时, 谐振电容的电压会远远高出该标称电压 实际中, 应该基于过流保护 (OCP) 动作点来选择电容 根据 (OCP) 等级 I OCP, 最大谐振电容电压可以描述为 ( 设计举例 ) I I (5) C nm in OCP π f π I n( ) [ ] [ ] RMS E ff n 4 fm( L L) π 8 9.0 (4 0.9) [ ] [ ] 0.9 9.0 4 99 0. 5 0.3A 3 6 在正常工作中, 初级的峰值电流为 : eak ms I I.86A OCP 等级设定为 3.0A,I eak 具有 50% 裕量 : I RMS nm in π f 400.3 336 3 9 π 99 0 0 in IOCP π f C 400 3 49 3 9 π 99 0 0 630 低 ESR 的薄膜电容选为谐振电容 图 3 最后谐振网络设计的增益曲线 [ 第八步 ] 选择谐振电容 选择谐振电容时, 需要考虑电流等级, 这是因为会有相当可观的电流通过该电容 该电流有效值可以描述为 [ 第九步 ] 整流网络设计 当变压器次级采用中心抽头时, 二极管的电压应力应为输出电压的两倍 : ( ) (6) D I π I n( ) [ ] [ ] (3) RMS E ff n 4 fm( L L) 在正常工作中, 谐振电容的标称电压为 : I (4) RMS nm in π f Rev..0.0 0/4/0
通过每只整流二极管的电流有效值为 : I RMS D 通过输出电容的纹波电流为 : π I (7) 4 假定光耦三极管的饱和电压为 0., 则最大开关频率决定于 : f 5.kΩ 4.68kΩ ( ) 00( khz) (3) R R RMS πi π 8 C ( ) I I I (8) 8 Lcc DL RT 输出电容的电压纹波为 : π Δ I R (9) C 式中,R C 指输出电容的有效串联电阻 (ESR) 该输出电容的功率耗散为 : R R R SS C SS Cntl IC RMS PLss. C ( IC ) R (30) C Extenal S/S SG PG ( 设计举例 ) 整流二极管的电压与电流应力为 : D ( ) (4 0.9) 49.8 RMS π I D I 6.8A 4 考虑由杂散电感引起的电压过冲后, 选择 00/0A 肖特基二极管为整流二极管 输出电容的电流有效值为 : π RMS I π 8 C I ( ) I I 3.857A 8 当选择两只 ESR 为 80mΩ 的电解电容并联使用时, 输出电压纹波为 : π π 0.08 Δ I RC 8 ( ) 0.50 电解电容的损耗为 : RMS PLss. C ( IC ) RC 3.857 0.04 0.60W 图 4 典型的 RT 管脚电路配置 软启动 : 为了防止在启动阶段, 冲击电流过大, 输出电压过冲, 需要逐渐增加该谐振变换器的电压增益 鉴于谐振变换器的电压增益与开关频率成反比, 为实现软启动, 应从初始高频 (f ISS ) 向下扫描开关频率, 直至输出电压建立为止, 如图 5 所示 在 RT 管脚上连接 RC 串联网络, 即可建立软启动电路, 如图 4 所示 SR 系列产品还设有 3ms 的内部软启动, 能够再给外部软启动电路的初始频率增加 40kHz, 在启动之初的几个开关周期中, 可以降低电流超调, 如图 5 所示 这样软启动的实际初始频率为 : ISS 5.kΩ 5.kΩ f ( ) 00 40 ( khz) (33) R R 典型地, 设置软启动的初始频率 (f ISS ) 为谐振频率 (f ) 的 ~3 倍 软启动时间决定于 RC 的时间常数 : SS T 3~4timesf R C (34) SS SS SS [ 第十步 ] 控制电路的配置 图 4 给出了 SR 系列产品的 RT 管脚的一种典型电路配置, 图中光耦三极管连接到 RT 管脚, 用于控制开关频率 光耦三极管完全关断时, 得到最小开关频率, 描述如下 : f 5.kΩ 00( khz) (3) R 图 5 软启动中频率扫描 Rev..0.0 0/4/0
( 设计举例 ) 根据第六步, 最小频率为 7kHz, 则 R 确定为 : 00kHz R 5.kΩ 7.k f 考虑负载瞬变时输出电压超调 / 过冲 (0%) 以及反馈环的可控性, 设置最大频率为 40kHz, 则 R 确定为 : R 4.68kΩ f.40 5.kΩ ( ) 00kHz R 4.68kΩ 7.kΩ 99kHz.4 5.kΩ ( ) 00kHz 7.kΩ 设置软启动初始频率为 50kHz, 为谐振频率的.5 倍, 则软启动电阻 R SS 为 : R SS 5.kΩ fiss 40kHz 5.kΩ ( ) 00kHz R 5.kΩ 3.8kΩ 50kHz 40kHz 5.kΩ ( ) 00kHz 7.kΩ 图 7 全波检测 ( 设计举例 ) 在第八步中, 由于 OCP 等级确定为 3A,OCP 阈值电压为 0.6, 采用检测电阻为 0.Ω 选择 kω 电阻和 00 电容时间时, RC 时间常数可设置为 00ns( 开关周期的 /00) [ 第十一步 ] 电流检测与保护 SR 系列产品检测低端 MOSET 漏极电流, 负电压形式, 如图 6 和图 7 所示 半波检测方式允许检测电阻产生低功耗, 但是全波检测方式的检测信号具有较低开关噪声 通常采用 RC 低通滤波器, 用于滤除检测信号中的开关噪声 低通滤波器的 RC 时间常数应该为开关周期的 /00~/0 图 6 半波检测 Rev..0.0 0/4/0 3
设计总结 图 8 给出了 LLC 谐振半桥变换器设计举例的最终原理图, 选择 EER354 磁芯以及分段骨架, 用于变压器制作 满载条件下的效率大体为 94% 图 8 半桥 LLC 谐振变换器的最终原理图 磁芯 :EER354 (Ae07 mm ) 骨架 :EER354( 水平 / 分段类型 ) EER354 6 N N s N 3 N s N s N s 8 9 图 9 变压器结构 管脚 (S ) 线型 匝数 绕组方式 N 8 0.φ 30 (Litz wie) 36 分段绕组 N s 6 3 0.φ 00 (Litz wie) 4 分段绕组 N s 9 0.φ 00 (Litz wie) 4 分段绕组 管脚技术规格备注 初级电感 (L ) 8 630μH ± 5% 次级绕组开路 00kHz, 等效漏感 (L ) 8 8μH Max. 次级绕组短路 00kHz, Rev..0.0 0/4/0 4
6. 实验验证 为了验证本使用说明书中设计过程的有效性, 对本变换器设计实例的进行了建立和测试 设计实例中涉及的全部电路元件都得到了采用 图 30 和图 3 给出了标称输入电压时满载与空载下的工作波形 可见, 由于谐振作用, 在开通前, MOSET 的漏源电压 ( DS ) 下降至零, 实现了零电压切换 图 3 给出了满载条件下谐振电容电压和初级电流波形 谐振电容电压与初级电流的峰值分别为 35 与.93A, 这与设计过程一节中第八步的计算值非常匹配 图 33 给出了输出短路条件下谐振电容电压和初级电流波形 对于输出短路条件, 当初级电流大于 3A 时, 过电流 (OCP) 发生动作 谐振电容的最大电压略高于计算值 49, 其原因是.5µs 的关闭延时使得 OCP 动作电流略高于 3A( 参阅 SR00 产品说明书 ) 图 34 给出了满载和空载条件下整流二极管的电压与电流波形 由于杂散电感引起的电压过冲, 电压应力略高于第九步中的计算值 图 35 给出了满载和空载条件下输出电压的纹波波形 输出电压的纹波与第九步中的设计值相配 图 3 空载条件下的工作波形 图 3 满载条件下的谐振电容电压与初级电流波形 图 36 给出了不同负载条件下效率测量结果 满载条件下的效率大约为 94% 图 33 输出短路保护下谐振电容电压与初级电流波形 图 30 满载条件下的工作波形 图 34 满载条件下整流二极管电压与电流波形 Rev..0.0 0/4/0 5
图 35 满载条件下输出电压纹波与初级电流波形 图 37 测量效率 图 36 软启动波形 Rev..0.0 0/4/0 6
7. 参考文献 [] Rbet L. Steigewald, 半桥谐振变换器拓扑的比较, 电力电子, l. 3, N., Ail 988. [] A.. Witulski and R. W. Eicksn, 最小应力串联谐振变换器的设计, 航空电子系统, l. AES,. 356363, July 986. [3] R. Ouganti, J. Yang, and.c. Lee, 串联谐振变换器最优轨迹控制的实现, Pc. IEEE PESC 87, 987. [4]. eian and S. Cuk, 串联谐振变换器的全面直流分析, Pc. IEEE PESC 8, 98. [5] Y. G. Kang, A. K. Uadhyay, D. L. Stehens, 上谐振工作时半桥并联谐振变换器的分析与设计, 工业应用, l. 7, MachAil 99,. 386 395. [6] R. Ouganti, J. Yang, and.c. Lee, 并联谐振变换器的状态平面分析, Pc. IEEE PESC 85, 985. [7] M. Emsemann, 上谐振工作的联谐振变换器的近似稳态与小信号分析, 电力电子与调速传动会议论文集 9, 99,. 94. [8] Yan Liang, Wendu Liu, Bing Lu, van Wyk, J.D, MHz kw 半桥 LLC 谐振变换器中集成无源器件的设计, IAS 005,. 38. [9] B. Yang,.C. Lee, M. Cncannn, LLC 谐振变换器的过流保护方法, APEC 003,. 605 609. [0] Yilei Gu, Zhengyu Lu, Lijun Hang, Zhag Qian, Guisng Huang, 三电平 LLC 串联谐振 DC/DC 变换器, 电力电子, l.0, July 005,.78 789. [] B Yang, Lee,.C, A.J Zhang, Guisng Huang, 前端 DC/DC 变换 LLC 谐振变换器, APEC 00..08. [] Bing Lu, Wendu Liu, Yan Liang, ed C. Lee, Jacbus D. an Wyk, LLC 谐振变换器的优化设计方法, APEC 006..533538. 作者 HangSek Chi / Ph. D PS 应用组 / 飞兆半导体电话 : 83680383 传真 : 8368037 电子邮件 : hangsek.chi@faichildsemi.cm 相关产品数据表 SR00 aichild Pwe Switch (PS ) f HalfBidge Resnant Cnvetes Imtant Ntice DISCLAIMER AIRCHILD SEMICONDUCTOR RESERES THE RIGHT TO MAKE CHANGES WITHOUT URTHER NOTICE TO ANY PRODUCTS HEREIN TO IMPROE RELIABILITY, UNCTION, OR DESIGN. AIRCHILD DOES NOT ASSUME ANY LIABILITY ARISING OUT O THE APPLICATION OR USE O ANY PRODUCT OR CIRCUIT DESCRIBED HEREIN; NEITHER DOES IT CONEY ANY LICENSE UNDER ITS PATENT RIGHTS, NOR THE RIGHTS O OTHERS. LIE SUPPORT POLICY AIRCHILD S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED OR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIE SUPPORT DEICES OR SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS WRITTEN APPROAL O THE PRESIDENT O AIRCHILD SEMICONDUCTOR CORPORATION. As used heein:. Life sut devices systems ae devices systems which, (a) ae intended f sugical imlant int the bdy, (b) sut sustain life, (c) whse failue t efm when ely used in accdance with instuctins f use vided in the labeling, can be easnably exected t esult in significant injuy t the use.. A citical cmnent is any cmnent f a life sut device system whse failue t efm can be easnably exected t cause the failue f the life sut device system, t affect its safety effectiveness. Rev..0.0 0/4/0 7