反激电源设计初步 演讲者 : 戴斌 世纪电源网版主 : 乞力马扎罗的雪
反激电源具有结构简单 成本低 器件少等优点 在小功率开关电源市场上占有非常大的比例
集成功率 MOS 的单端反激电源
外置 MOS 的单端反激电源
采用原边控制的反激 LED 电源
一个典型的单端反激电源主电路细节
保险丝参数计算与选择保险丝的主要参数有 : 1 额定电压, 保险丝的电压额定值必须大于或者等于断开电路的最大电压 2 额定电流, 电流额定值表明了保险丝在一定测试条件下的电流承载能力 3 分断能力, 分断能力就是指在额定电压下, 保险丝能够安全断开电路, 并且不发生破损时的最大电流值 4 熔断积分, 是熔断这一保险丝的熔丝元件所需的能量, 也称之为熔断值 I 2 t 熔丝元件的结构 材料和横截面积决定了这个值 我们先计算电源实际工作中的最大电流值 : I RMSMax η Po RMSMin PF
保险丝参数计算与选择 考虑到保险丝的额定电流是 25 的标称值, 故而我们需要考虑温度的影响 不同规格的保险丝温度特性不一样 这里降额为 75% 使用 在这个基础上, 根据电子元件的降额使用标准, 通常还要增加一定的裕量 UL 一般要求保险丝降额为 75% 使用,IEC, 要求降额为 90%,JIS 标准要求降额为 85% 这里我们用 UL 标准 那么我们选用的保险丝的额定电流应该有 : IFuseMin IRMSMax 0.75 0.75 IRMSMax 1.78 这是我们对保险丝要求的最低额定电流
保险丝参数计算与选择 但是开关电源刚上电的时候, 由于要给整流桥后的电解电容充电, 会有一个冲击电流 而保险丝会因为这个冲击电流慢慢衰变, 最终导致熔断 对于这个问题, 就要求保险丝的熔断值 I 2 t 大于一定的数值才行 几种波形的 I 2 t 参数可以根据下表来计算
保险丝参数计算与选择 根据左边的图表, 我们可以知道, 如果实际冲击电流的 I 2 t 小于保险丝熔断值的 22%, 就能保证保险丝可以承受这样的冲击电流 10 万次以上 这也是我们由上电冲击电流的 I 2 t 值去计算保险丝熔断值的方法 I 2 t fuse I 2 t case 22%
压敏电阻的选用 压敏电阻是一种限压型器件, 常用于电子线路的过电压保护 响应时间为 ns 级, 速度比气体放电管快, 比 TS 稍慢 压敏电阻虽然能吸收瞬间很大的浪涌能量, 但不能承受毫安级以上的持续电流 主要参数有压敏电压 通流容量 限制电压 额定能量 漏电流 结电容及响应时间等 压敏电压 1mA : 即击穿电压或阀值电压, 通常以在压敏电阻上通过 1mA 直流电流时的电压来定义 通流容量 I p : 在承受规定的冲击电流波形和规定的冲击电流次数之后, 压敏电压变化不超过 ±10% 的最大冲击电流峰值 限制电压 c : 也就是残压 压敏电阻通过规定波形的冲击电流时两端出现的最大峰值电压
压敏电阻的选用 通常我们按照如下方法来求得所需压敏电阻的压敏电压 : 1mA 2 U K 2 RMS K 3 K 1 其中 :U RMS 是输入电压有效值 K 1 是输入电压波动系数, 通常取值 1.2 K 2 是压敏电压误差, 通常取值 0.85 K 3 是元件的老化系数, 通常取值 0.9 据此我们可以算出来 U RMS 为 220 时, 1mA 488 因此, 这时我们可以选用压敏电压为 470 的压敏电阻
压敏电阻的选用 要正确选用压敏电阻, 还应该知道所选压敏电阻需要具备多大通流容量 那么我们可以根据做 Surge 测试时的要求来计算一下 按照 IEC61000-4-5 的说明, 浪涌波形发生器对外输出差模有 2 欧电阻, 如果做共模实验, 需要外串 10 欧电阻 那么对于 2K 的差模浪涌电压, 我们需要压敏电阻的通流容量至少 >1KA, 才可以保证不会被打坏 考虑到通流容量随冲击次数增加而衰减, 建议实际使用中选取一次通流容量为测试实验电流 2 倍的压敏电阻
EMI 滤波器 EMI 滤波器的设计是个很让人苦恼的话题, 很多时候 EMI 问题的解决, 不是通过计算而是通过实验和经验来解决的 限于篇幅与能力, 在这里我只能做一些简单介绍
X 电容安全等级 X1 EMI 滤波器 应用中允许峰值脉冲电压 >2.5K, 4.0K X2 2.5K II 过电压等级 IEC- 664 III X3 1.2K Y 电容安全等级 Y1 Y2 Y3 Y4 绝缘类型 额定电压 应用中允许峰 值脉冲电压 双重绝缘或加强绝缘 基本绝缘或附加绝缘 基本绝缘或附加绝缘 基本绝缘或附加绝缘 250 150, 250 150, 250 <150 8K 4K 2.5K
EMI 滤波器 IEC60335-1 对泄漏电流作了规定, 因此,Y 电容的容量是不能太大的 IEC60335-1 中对泄漏电流的要求如下 : --- 对 II 类器具, 不超过 0.25mA --- 对 0 类 0I 类和 III 类器具, 不超过 0.5mA --- 对 I 类便携式器具, 不超过 0.75mA --- 对 I 类驻立式电动器具, 不超过 3.5mA --- 对 I 类驻立式电热器具, 不超过 0.75mA 或 0.75mA/KW, 两者中取大值, 但不允许超过 5mA
EMI 滤波器 可见,Y 电容容量是受到安规的漏电流标准限值的 特别是医疗电子设备标准 IEC60601-1 对漏电流的规定更加严格 因此, 在能通过 EMC 要求的前提下,Y 电容的容量是越小越好 事实上, 随着变压器设计理念的进步, 已经出现很多无 Y 电容设计方案 我们可以根据漏电流的要求来算出来对 Y 电容容量的限制 例如对于一个工作于全电压范围的 II 类设备, 其漏电流应该满足 RMSMax Ileakage 将 I leakage 0.25mA, f63hz, RMSMax 264 1 代入公式, 可以得到 C Y 2.39nF, 可选择容 2πfCY 量不超过 2.2nF 的 Y 电容 II 类设备的 Y 电容一所以, 般是跨接在变压器两边, 所以根据绝缘和耐 I 压要求, 应该选择 Y1 电容, 也可以用 2 个 Y2 leakage C Y 2πf 电容串联使用 RMSMax
EMI 滤波器 有了 Y 电容的值, 可以以此来计算共模电感的电感量 一般 EMI 传导测试频率范围是 150KHz~30MHz 假如我们把共模滤波的转折频率设定在 50KHz, 那么根据 f 2π 1 L C C Y 已知 C Y 2.2nF, 可以求出 L C 4.6mH 如果采用更大感量的共模电感, 理论可以更好的滤除共模噪声 但是大感量的共模电感的匝数比较多, 分布电容大, 可能滤波效果会适得其反 共模电感的漏感可以作为差模电感来使用 有些设计中, 故意给共模电感开辟一条磁路用以实现差模磁通, 从而将共模电感与差模电感集成在一起
EMI 滤波器 X 电容的容量一般不超过 1uF, 但是根据安规的要求, 当 X 电容容量大于 0.1uF 时, 必须并联放电电阻, 使交流插头拔下后在规定时间内, 插头两极之间电压下降到安全范围 放电电阻的存在和过大的 X 电容容量会导致电源效率下降, 待机功耗增加 因此, 建议在小功率电源中, 尽量把 X 电容容量控制在不大于 0.1uF 对于输入电压为全电压范围的 AC/DC 电源,X 电容需要采用安全等级为 X1 类的 X 电容
输入整流与滤波 因为最大输入电流和电解最大纹波出现在最低输入电压满负载输出的情况下 所以, 我们应该在这个条件下计算输入整流管参数与滤波电解的参数 对于额定电压范围为 100~240 的全电压范围的开关电源, 实际工作电压范围应该增加 10% 的裕量, 那么实际工作电压范围为 90~264 在桥式整流电路中, 只有电源电压大于电容电压时, 整流管才导通, 向后级变换器供电, 同时给输入滤波电容充电 而在其他时间, 整流管是不导通的, 变换器输入端需求的能量由输入端电解电容的储能提供 由于我们的变换器一般属于恒功率特性, 即便是输入电压很低的情况下, 也要保证输出的稳定性 那么可以知道, 在最低输入电压, 最大输出功率时, 输入端滤波电容上出现最大电压纹波, 整流桥出现最大电流
输入整流与滤波 故而, 我们按照最低输入电压 最大输出负载这个条件来计算滤波电容的容量和整流管电流 上图就是滤波电容的纹波电压波形 一般的设计中, 我们使 Δ20% p,δ 取值过大的话, 电容可以选小一些的, 但是纹波电流大, 发热会大 Δ 取值过小的话, 电容容量就要大, 体积会大
输入整流与滤波 从图中我们可以知道 Δ p 20% t p 1 4 T sin(2πf 已知 : 得到 : 1 ac t 2 ac 1 4f t 2 ac ) 0.25 f p ac ac Δ arcsin 0.8 2πf 0.15 f ac
输入整流与滤波 在 t 1 +t 2 期间, 负载消耗的能量完全由电容提供, 所以 P η out P η out (t ( 1 因为 p + ac t 0.25 f 所以 C 2 ) 1 2 ac 2 C[ 0.15 + ) f P 0.9 η f RMSMin out ac 2 p 1 2 ( C[ 2 RMSMin P out 是输出功率,η 是效率,f ac 是交流频率, RMSMin 是最低工作电压的有效值 根据这个等式, 我们就可以求出电容 C 的容量 p 2 p Δ) ( p 2 ] 0.2 ) p 2 ]
输入整流与滤波 举个例子吧, 输出功率为 20W, 效率 80%, 全电压范围供电, 电源频率 50Hz 按照前面的等式, 我们有 : C C C 0.9 η 可以选择 68uF 的电解电容 P f out ac 20 0.9 0.8 50 90 68uF 2 RMSMin 2
输入整流与滤波输入整流桥的单个二极管的耐压应该选取前级压敏电阻的残压 /0.9 以上 例如对于 470 的压敏电阻, 其残压约 800 左右, 所以整流桥的二极管最好选择耐压不低于 900 的 整流桥的最大平均电流 I avgmax P out /(η dcminavg ) dcminavg 是最低交流输入最大负载输出时电解电容上的直流平均值 实际选择的整流桥 I F(A) 选择不低于 1.5 倍 I avgmax 就可以了 1 那么整流桥中每个整流二极管的损耗为 P D F I 2 知道损耗之后, 可以根据二极管的热阻计算最差情况下的结温, 要保证结温低于 115 avgmax
NTC 热敏电阻选型 为了避免电源上电瞬间有过大的冲击电流, 我们应该在输入的回路中串入一个抑制冲击电流的电路 在小功率电源中, 抑制冲击电流一般是通过串入一个功率型 NTC 电阻来实现的 NTC 是一种负温度系数电阻, 在完成抑制冲击电流的任务之后, 由于线路电流持续通过,NTC 温度上升, 其电阻会下降到很低的阻值从而不会对正常的工作造成影响 功率型 NTC 热敏电阻器的选用原则 : 1 电阻器的最大工作电流 > 实际电源回路最大工作电流 2 电阻器的标称电阻值 R 2 I RMSMax Inrush 式中 RMSMax 为最大工作电压 I Inrush 为最大浪涌电流值
反激变换器原理简述
反激变换器参数计算 要计算反激变换器相关参数, 首先需要定义几个变量 : 最低交流电源电压最高交流电源电压交流电源频率变压器原边电感量输出功率输出电压效率开关频率反射电压 RCD 箝位电压变压器匝比 MOS 驱动最大占空比 RMSMin RMSMax f ac L p P o o η f s or c NN P /N S D Max
反激变换器参数计算 反激变换器的 MOS 工作占空比从原理上说, 是可以大于 0.5 的 但占空比过大, 会带来一些缺点 : 1 对于大部分是峰值电流型控制方式的反激电源, 如果 MOS 工作占空比大于 0.5, 可能会产生次谐波振荡 2 MOS 工作占空比越高,MOS 的耐压也就需要越高, 因为占空比高, 去磁时间就少, 必须加大去磁电压, 才能保证变压器磁通平衡 3 MOS 工作占空比高, 次级绕组的电流有效值就高, 次级线圈损耗就大 但是,MOS 工作占空比也不能太小, 太小也会带来问题 : 1 MOS 占空比低, 意味着匝数比 N 比较小, 那么工作过程中, 当 MOS 开通时, 次级整流二极管的电压应力高 2 MOS 占空比高, 初级电流的有效值高, 初级线圈损耗大 3 空载时不容易稳定 因为原边电感量小了, 电流斜率高 所以, 我们通常设定反激变换器初级工作占空比最大值为 0.45
D ( + 反激变换器参数计算 于是我们可以根据最大占空比来计算反射电压 我们假设电源 满载时是 CCM模式或 CRM模式, 那么在最低输入电压时, 原边 工作占空比为最大值, 电解电容上的直流平均值电压为 存在如下等式 : DCMin DCMin 得到 or 2 ( 对于输出特性为恒压的电源来说, or D 1 D o Max Max Max F or ) N 20% - 2) (1- ) 2 (1 D ) RMSMin DCMin Max 变化的 因为还存在一个等式 : or DCMin, 是不会随输入电压变化而 F 是次级整流二极管正向导通压降
反激变换器参数计算 在 MOS 关断后,RCD 电路起着限制漏感能量造成过高电压尖峰的能力 从原理图中可以看出, 其实 RCD 和原边此时也相当于一路输出负载 那么 RCD 电路不仅仅消耗漏感能量, 同时也会像一个假负载一样消耗有用的能量 所以我们应该设置 c > or, 这样就可以使 RCD 电路只有吸收漏感能量时, 箝位二极管才会导通, 其他时间箝位二极管不导通 从而减少对有用能量的消耗 箝位电压设置的越高,RCD 电路消耗的能量中, 漏感能量所占比例就越大 因此可以设定 c or +100 那么原边 MOS 的耐压应该满足 MOS ( 2 + 0.85 RMSMax or + 100)
反激变换器参数计算 P I o η p1 + I p2 DCMin (I p1 DCMin + I 2 P D p2 o 2 Max ) D η Max 对于 CRM 和 DCM 模式, I p1 0 对于 CCM 模式, 建议 I p2 2~3I p1 于是我们可以得到 I p1 和 I p2 的数值
反激变换器参数计算 DCMin L p T ON I p2 I p1 DCMin L p D f s Max I p2 I p1 L p DCMin (I p2 I D p1 Max )f s
反激变换器参数计算 AP Aw Ae L ( B p WMax I 2 p2 K 10 j 4 K O ) 1.143 cm A w 为磁芯窗口面积,A e 为磁芯截面积,B WMax 为正常工作最大磁通量 K j 为绕组电流密度, 通常取 400~500A/cm 2 K o 为窗口利用率, 取值范围 0.2~0.4, 对于采用三层绝缘线结构的变压器或细长结构的变压器, 窗口利用率可以偏大取值 而对于矮胖结构的变压器, 如果不用三层绝缘线, 窗口利用率应该偏小取值 对于铁氧体磁芯, 小功率电源中 B WMax 大多可取 0.25T~0.3T 4
反激变换器参数计算 有了磁芯的 AP 值, 就可以通过磁芯的结构数据来选取合适的磁芯了 一般磁芯的 Datasheet 会直接给出 Ae 值,Aw 值就需要通过磁芯的结构尺寸计算而得到了
反激变换器参数计算反激变换器参数计算选好磁芯以后, 就可以计算各绕组的匝数了 or F o p s s p F o or e WMax p2 p p e WMax p p2 p ) ( N N N N A B I L N A B N I L + +
反激变换器参数计算 知道了最大工作占空比, 知道了 Ip1 和 Ip2 的值, 就可以算出原边绕组电流有效值 : D Max 2 I RMS (I p1 + I p1i p2 + 3 于是我们就可以按照 4~5A/mm 2 的电流密度求出原边绕组的导线截面积 如果我们详细分析一下次级的电流波形, 那么同样可以计算出次级每个绕组的导线截面积 I 2 p2 )
反激变换器参数计算 次级整流二极管电压应力值为 : 2 RMSMax R + N o 实际选用二极管的时候, 耐压要选择 1.5 倍的 R 次级整流二极管的电流平均值, 就是相当于该绕组的直流输出电流 因此二极管的 I F 取该路输出的 1.5 倍 P I D F o 知道了损耗之后, 可以根据二极管的热阻计算最差情况下的结温, 要保证结温低于 115
反激变换器参数计算 次级电解电容上的纹波电流有效值与次级整流二极管的电流有效值以及输出电流的关系为 : I CRMS I 2 DRMS I 2 o 电解电容的生产厂家通常会给出电解电容在某个频率下, 某个温度时的额定纹波电流 I RCRMS 但实际使用过程中, 我们需要考虑温度效应与频率效应 实际电容可以使用的纹波电流为 I RCRMS 温度系数 频率系数 不同的厂商, 提供温度系数和频率系数参考点可能不同, 要注意换算 如果厂商没有提供, 那么下面的数值可以供参考 :
反激变换器参数计算 温度系数 : 105 1 85 1.7 65 2.1 频率系数 : 100KHz 1 10KHz 0.9 1KHz 0.8 120Hz 0.5 50Hz 0.32
反激变换器参数计算 下图为华拓国际企业有限公司的 YXG 系列电解电容的规格书的部分内容, 可以看到对于纹波电流, 给出了频率系数
反激变换器参数计算 单个电解如果纹波电流耐受力不够, 可以用多个并联使用 另外, 多个并联使用也有助于降低输出电压纹波 实际最终电解电容的选择是否合适, 除了要保证足够的电压裕量 更主要的就是电解电容的温度和温升 电解电容的温度每升高 10 度, 那么寿命减半 所以电解电容的工作温度, 将受到电源设计寿命的限制 实际的工程设计过程中, 一定要对电解电容的温度进行测量, 并分析合理性
RCD 缓冲电路参数计算 实际的电路中, 由于器件是非理想的 变压器存在漏感, 线路也存在杂散电感 这些分布参数折算到原边, 就相当于在变压器上串联了一个电感 L lk, 这个电感的能量是无法直接通过变压器耦合到副边去的, 所以必须有一个吸收电路将其能量消耗掉, 否则这个能量会在 MOS 的漏极感应出高压, 击穿 MOS 管 RCD 组合就是实现这个功能的,C 负责缓冲 R 负责消耗 D 负责反向阻断
RCD 缓冲电路参数计算 未完待续