第 34 卷 2014 年 11 月 北京理工大学学报 TBjgIuThgy V.34 N.11 N.2014 基于多相位量化噪声抑制的分数频率合成器的实现 王皓磊, 仲顺安, 党华 ( 北京理工大学信息与电子学院, 北京 100081) 摘要 : 为抑制 Σ- 调制器量化噪声对分数频率合成器输出噪声的影响, 提出一种基于多相位分数分频器的频率合成器结构. 该结构可以避免毛刺并且主要电路模块不需要工作在高频, 从而相应节省了功耗, 同时分频器的输入可以不需要 50% 的占空比. 通过对比发现, 对于环路带宽为 1MH 的宽带情况下的 Σ- 分数频率合成器, 多相位分频器技术可以减小频率合成器输出频谱的相位噪声达 12B. 该频率合成器使用 UMC0.18μm CMOS 工艺实现, 仿真结果证明它可以满足 DVB-H 系统协议指标要求. 关键词 :Σ-Δ 调制器 ; 分数频率合成器 ; 量化噪声抑制技术 ; 多相位分数分频器中图分类号 :TN453 文献标志码 :A 文章编号 :1001-0645(2014)11-1181-05 QuNSuppF-N Fquy SyB Mu-PhFquyD WANG Hḻ, ZHONGShuṉ, DANG Hu (DpmImE,BjgIuThgy,Bjg100081,Ch) Ab:T upp qu m Σ- m,h pp pp quyyb mu-ph.thuugh whumgpwbumbkwkgwquy.50% uyy pu.thghmpg,hquu12bpu ph1 MHbwhΣ- ḻn quyy.thy mpmumc0.18μm CMOSp,pṯymuhwhm qumdvb-hym. Kyw:Σ-Δ m;ḻn quyy;qupp; mu-ph 作为无线收发机中的关键模块, 锁相环频率合成器一直在射频前后端发挥着重要作用. 随着新通信协议以及设备对通信质量 速率和工作频段的要求不断提高, 整数型频率合成器在很多场合已无法满足系统要求.Σ- 分数频率合成器因为其高精度 快速锁定以及良好的噪声整形特性而得到了应用, 虽然 Σ- 分数频率合成器可以产生参考频率的分数倍的输出频率, 然而由于分频器的固有分频比依然是整数, 所以 Σ- 调制器的量化误差会影响频 率合成器输出频谱的纯度. 这一问题对于带宽较大 的频率合成器 ( 比如快速跳频系统 ) 更为严重. 由于 Σ- 调制器量化噪声的高通特性, 频率合成器的带 外噪声主要由环路带宽所决定. 如何避免相位噪声 特性和环路带宽的折中问题就显得尤为必要. 近年来提出的一种多相位技术可以同时减少频 率合成器输出频谱相位噪声. 但是传统多相位技术 12] 的设计存在着一些问题 : 首先预分频器的功耗 和工作频率在 CMOS 工艺下受到限制, 其次分频器 收稿日期 :2012 12 14 基金项目 : 国家自然科学基金资助项目 (60976025) 作者简介 : 王皓磊 (1982 ), 男, 博士生,E-m:wgh@b.u.; 仲顺安 (1957 ), 男, 教授, 博士生导师,E-m:hg@b. u..
1182 北京理工大学学报第 34 卷 可能会产生毛刺从而导致计数错误, 虽然最近有些 论文提出了解决毛刺的方法 34], 但是它们都消耗 了更多的功率, 并且需要分频器工作在更高的频率. 除此以外, 它们的性能也取决于输入信号的占空比. 本文介绍多相位分频器技术的原理以及存在的 问题, 提出一种结构在不牺牲其它指标的前提下降 低 Σ- 量化噪声. 给出了应用该种技术后的频率合 成器的输出相位噪声. 通过对比发现, 对于宽带 Σ- 分数频率合成器, 该技术可以有效减小频率合成 器输出频谱的相位噪声. 1 多相位技术原理 对于常见分数频率合成器结构而言, 电荷泵是 带内噪声的主要来源, 带外噪声主要由 Σ- 的量化 噪声主导. 首先计算由于电荷泵充放电电路不匹配所导致 的噪声, 假设两个支路的电流分别是 :I p (1+λ) 和 I p (1-λ), 因此由电流失配所导致的误差电流在这 里记作 : E mmh ()=λi pδφ ( )/2π. (1) 式中 δφ 为参考信号和反馈信号之间的相位差. 它 的功率谱密度可以写成 S mmh = λip 2π 2 ( δφ 1 )2. (2) 与频率合成器的输出做比较, 噪声的功率谱密度可 表示为 æ G() Ip ö ç KP è2π ø S -p = 1+T() Smmh. (3) 再计算来自 3 阶 MASH 结构 Σ- 调制器的噪 声. 假设 3 阶量化器的的量化噪声近似于白噪声, 则它的功率谱密度为 1/12. 是参考频率, 频 率变化的功率谱密度 S F 为 S F ()= (1- -1 ) 6 相位误差可以由频率变化得到 12. (4) ϕ ( )=2π F (). (5) 通过 变换, 在 域里, 可以写作 ϕ ( )=2πF()(1- -1 ) -1 T. (6) 联合表达式 (1), 由 3 阶 MASH 结构 Σ- 调制器产 生的量化噪声功率谱密度为 S m = 2π2 12 (1- -1 ) 4 2-2, 2 /H.(7) 其它阶数的 MASH 结构 Σ- 调制器的量化噪声功 率谱密度也可以由此推出 S m = Δ2 12 æ æ 2 π ö ç ç è è ø ö ø 2-2. (8) 式中 : 为调制器阶数 ;Δ 为量化级数. 与频率合成 器的输出做对比, 噪声可以表示为 S -m = T () 1+T() Sm. (9) 通过式 (8) 可以发现来相位噪声正比于量化级 数 Δ 2, 如果能将参考信号和反馈信号之间的相位差 δφ 减 1/2, 噪声功率就可以减小 6B. 可以用单环 结构的 Σ- 调制器 ( 输出只有 0 和 1) 代替多级噪声 整形结构 (MASH) 调制器的多位输出. 然而, 这种 方法有一些局限性, 单环结构的调制器不但有稳定 性的问题, 并且也比 MASH 结构调制器复杂. 另外一种减小相位差 δφ 的方法是使用多相位 输出压控振荡器, 使用 m 个相位输出的压控振荡 5] 器, 量化级数 Δ 可以减小 m 倍. 因此相位误差也 就相应地可以减小为 δφ / m,m 每增加一倍, 量化噪 声可以减小 6B. 同理如果使用 4 相位输出, 则量 化噪声可以减小 12B, 这样带外噪声就得到了 抑制. 2 多相位分数分频频率合成器 多相位分数分频频率合成器的原理如图 1 所 示. 它与传统的 Σ- 分数频率合成器类似, 除了需 6] 要多相位的压控振荡器和相位切换预分频器. 预 分频器在 VCO 的多相位输出中选择一路交给后面 的多模分频器 (MMD). 图 1 多相位频率合成器框图 Fg.1 Suumu-phy VCO 的多相位输出可以通过几种方式获得 : 多 级环路振荡器 分频器或者相位插值器. 相位插值 器可以在差别很小的两个相位之间切换从而获得理 想的量化噪声. 然而它的电路较复杂并且需要消耗 更多的功率, 并且电路的非线性导致相位即使是微 小的误差也会在频率合成器输出产生杂散. 在这里
王皓磊等 : 基于多相位量化噪声抑制的分数频率合成器的实现 1183 用一个 2 分频电路就可以实现 90 相移. 正交输入分数分频器模块的原理图如图 2 所示. 它由两位信号 B 1:0] 所控制的相位切换预分频器和一组级联的 2/3 双模分频器构成. 由反馈信号触发的累加器 ( 由图 2 所示 ) 用来延长停止状态的时间. 图 3 占空比 Fg.3 Duyy 在分频比为 M-0.50 时, 分频器的工作频率需要是 VCO 输出频率的两倍. 这给高速频率合成器的设计带来了很大的困难, 同时也会导致功耗的增加. 3 改进后多相位分数频率合成器 图 2 分数分频器和控制模块 Fg.2 Fg 假设由 N 个级联而成的 2/3 双模分频器最终 的分频比为整数 M, 则该结构可以实现的分频比为 M(0,0),M -0.75(0,1),M -0.50(1,0),M - 0.25(1,1), 括号内为两位控制字 B 1:0], 此该结构 的分数分频器可实现的分频比为 N-1 M = C 2 +B 1 /2+B 0 /4+ =0 췍 B 1 B0 췍 +2 N -1. 1] 相位切换预分频器的最大问题是会产生毛 刺, 从而导致分频器的计数错误. 解决该问题的基 本思路是选择合适的时间和相位来进行相位切换. 如果当前相位和目的相位的上升沿都是高时, 避免 毛刺问题的相位切换就可以实现. 然而当输入信号 占空比不是 50% 时, 毛刺是无法避免的. 分频器的 延时以及反馈支路上的逻辑电路因为工艺和温度的 变化会导致相位切换时间的变化. 另一方面, 输入 信号不可能一直保持 50% 的占空比, 假设正交输入 信号是来自差分的 I-Q 两路, 为了防止混频器的重 叠,R 分频器一般都设计成 25% 甚至更低的占 7] 空比. 这样一来两路输入信号无法同时都位于高 电平, 导致毛刺无法避免, 如图 3 所示. 对于一个闭环系统来说, 只要毛刺能被检测出, 它就不会造成危害. 但是, 当输入脉冲窄到分频器 来不及做出反应时, 系统性能就会受到影响. 当来 自毛刺和目前状态上升沿离的非常近时 ( 当分频比 M-0.75 的情况最为严重, 这时只有 1/4 个 T 的 距离 ), 分频器必须工作在 4 倍的 VCO 输出频率. 在前面分析的基础上对频率合成器结构进行改 进, 加入新结构的多相位分数分频器, 整体系统结构 如图 4 所示. 图 4 改进后多相位分数频率合成器结构 Fg.4 Mmu-phquyy VCO 需要工作在输出频率的一倍, 后面由一个 6] R 结构分频器产生 1/2 一正交信号,4 路多 相信号通过混频器和相位预分频器进行选择. 通过 这种方式,4 路 90 相移的差分信号可以直接被用作 相位切换预分频器的正交输入信号. 一个由 4 个并 行传输门组成的多路选择器选择正交信号中的一 路, 传送给后面的多模分频器来降低量化噪声. 因 为有限的上升下降时间, 选择的信号和输入信号的 相位很接近, 因此多路选择器产生的失配和抖动对 于分频器的输出造成的影响很小. 多模分频器中的 D 触发器采用单相时钟结构 (TSPC) 实现. 逻辑控 制单位由两个触发器构成. 如图 5 所示. 因为 Σ- 调制器的时钟来自锁相环反馈信号, 它的输出在每个反馈信号的上升沿来临时进行更
1184 北京理工大学学报第 34 卷 图 5 相位选择控制电路 Fg.5 Cph 新.Σ- 调制器输出的整数部分被解码后直接交给后面的多模分频器, 分数部分则需要在加上前一个状态的值后送入预分频器. 这需要一个反相器加在第一个触发器来控制它由下降沿触发, 否则, 由于控制电路的延时, 有可能会发生整数位部分已经更新但是分数位还没有来得及变化的情况. 在本设计中, 整数位部分由上升沿触发而分数位由下降沿触发. 解码器存储上一个状态并且调制整数位与分数位之间的不匹配问题. 控制延时电路被加在两个触发器之间, 执行过程如图 6 所示 : 对于一定的相移, 该电路模块产生一定的延时使得控制信号可以移动到安全的区域 ( 如图 6 灰框部分所示 ). 以通过 Σ- 的解码器校正. 对于 180 的移相, 处理过程也类似. 对于 270 移相以及 0 移相时, 控制电路会关闭. 延时电路被重新设计成只有在分数控制输入为 01 或者 10 时才启动. 它可以由一个异或门控制. 整个系统的延迟应该在 3/4T 和 T 之间. 通过仿真可以得到合适的延时时间, 再减去分频器延时, 控制逻辑延时和上升瞬态时间, 重定时时间在 160 ~200 之间, 用一个反相器链可以实现这一延时. 4 仿真结果分析 把该设计应用到 DVB-H 接收机的频率合成器结构, 除此之外还加入了产生 I,Q 两路信号的拉扎维分频器, 多相位分数分频器以及其它的一些控制组件. 把所加入的组件比如重定时器和控制逻辑都只占很小的面积都设计成开关模式, 在关闭它们的情况下该频率合成器可以像普通的分数频率合成器一样工作, 这样可以节省功耗. 图 7 和图 8 显示的是使用多相位分数分频器前和使用后的输出相位噪声频谱. 当环路带宽被设计成 100kH 时, 对于窄带频率合成器, 因为噪声主要由电荷泵和压控振荡器决定, 所以系统的相位噪声改善有限, 可以看到尽管带内噪声变化不大, 但是带外噪声和杂散还是得到了抑制. 图 6 4.25 分频时序图 Fg.6 Dgmby4.25 这里举个例子进行说明, 假设分数控制字是 01, 当分频器输出下降沿到来时, 多路选择器不会进行切换. 只有当前脉冲以及所需状态完全结束以后, 才会移相 90. 通过这种方式, 在移相过程中产生的毛刺可以被消除, 而且两个相邻上升沿之间的距离被增加了一个 VCO 周期. 分频器会吞掉一个周期, 所以当前的分频比会增加 1, 也就是从 M - 0.75 增加到 M +0.25. 因此, 相比之前的 1/4T, 分频器有了 5/4T 的反应时间. 这一偏移后面可 图 7 100kH 带宽下频率合成器输出频谱 Fg.7 Phy100kHbwh 在环路带宽被设计成 1MH 的情况下, 相位噪声的抑制效果相对明显 ( 大约 12B, 符合前面的理论推导 ), 这是因为带宽较大的情况, 普通的频率合成器结构无法有效抑制 Σ- 调制器的量化噪声, 从这一点上看, 本文提出的多相位分数分频技术更适合应用在快速锁定以及宽带频率合成器. 该项目是与德国亚琛工业大学模拟及射频集成电路实验室的合作项目, 采用 UMC0.18μm 工艺实现, 供电电压是 1.8V, 环路带宽大约是 100kH,
1185 王皓磊等:基于多相位量化噪声抑制的分数频率合成器的实现 带宽为 1 MH 的 宽 带 Σ- 分 数 频 率 合 成 器,多 相 位分频器技术可以减小频率合成输出频谱的相位噪 声达 12B. 该 频 率 合 成 器 使 用 UMC 0.18 μm CMOS 工艺实现,输出频率 1.5~1.8GH,相位噪 /H@1MH,功耗仅 13 声 -120B.4mW. 参考文献: 图 8 1MH带宽下频率合成器输出频谱 F 8 Ph 1MHbw h g. y 在输出频率是 1.6GH时,频 率 合 成 器 的 相 位 噪 声 /H@1MH 为 -120B.该 频 率 合 成 器 的 版图如图 9 所示,版图尺寸: 830μm 740μm,版 图 后仿真结果说明其可以满足 DVB -H 系 统 所 需 性 能 指标,该设计目前即将流片. 1]HgC H,SgBS.A1.8 -GHCMOS -N w h m mu VCO quyy ph J].IEEEJ S C u,2003, 38( 6): 848 854. 2]P S, Mg P,P k Y.A 4.75 -GH 1.25w htdc -b quy -by pu b 45 m CMOS J].IEEE g J S C u, 2009,44 (12 ): 3422 3433. 3]L u X,J J,L X,.G h mu u -m qu upp quy g I -N PLLC] P Symp um C u Sy m.r J, B :IEEE,2011: 478 481. 4]YgC Y,Chg C H, Wg W G.A PLL -b p p um k g w h - p gy J].IEEE T C u Sy mi:rgu Pp,2009, 56( 1): 51 59. 5]Yg Y C,YuS A.A qu upp h Σ - J]. qu quyy IEEE J S C u,2006,41 ( 11): 图 9 应用于 DVB -H 系统的分数频率合成器版图 F 9 Ly DVB -H qu g. y y 5 结 论 本文提出一种新型的多相位分数频率合成器结 2500 2511. 6]LuLZ,L G Y,M H,.A975 1960MH k g w h p -N y bw h 4/4.5 p TV g u C] P g IEEE I S - S C u C.SF,USA:IEEE, 2009: 396 397. 构来抑制 Σ- 调制器所产生的量化噪声.该结构大 7]R B,L K F,Y R H.A 13.4 -GHCMOS 设计相比 12,6],该分频 器 结 构 可 以 避 免 毛 刺 并 且 不 I S C u C. S 大的降低了功耗并且增加了电路的鲁棒性.与其它 需要工 作 在 高 频,同 时 分 频 器 的 输 入 可 以 不 需 要 50% 占空比.最后给出了应用该种技术前后的频率 合成器的输出 相 位 噪 声.通 过 对 比 发 现,对 于 环 路 C ] P g IEEE quy F, USA:IEEE,1994: 176 177. (责任编辑:刘芳)