SD686X在小功率电源中的应用与设计指南

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碗公叔
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1 反激 PFC 控制电路应用指导 LED 驱动方案应用杭州股份有限公司 Tel: 共 25 页第页

2 目录一概述...4. 芯片的主要特点 : 芯片的管脚描述...4 二 DEMO 设计指导设计规格电路原理图 PCB Layout 元件清单 DEMO 照片反激 PFC 电路的工作原理变压器设计步骤磁芯的选择计算副边最大峰值电流计算原边峰值电流计算初级电感量计算初级匝数计算次级匝数计算原副边辅助供电绕组根据实际选择的匝比, 重新计算 : 变压器绕法变压器安规要求 DEMO 的变压器详细规格 : 电参数设计 F( 保险丝 ) TR( 热敏电阻 ) VR( 突波吸收器 ) CY(Y-CAP) 输入 EMI 滤波器 DB 整流桥 C ( 输入滤波电容 ) D6 D2( 辅助电源二极管 ) R R2( 启动电阻 ) C6(VCC 滤波电容 ) R8( 辅助电源电阻 )...5 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 2 页

3 2.8.2 C5 R3 D2( 浪涌吸收回路 ) R4 R5 R6( 线电压采样电阻 ) 与 Rs Rs5( 原边电流采样电阻 ) R3(ZCD 输入电阻 ) 选择和短路保护的实现 C3( 反馈电容 ) U2( 光耦合器 ) R8 R23 ( 反馈增益电阻设计 ) 输出过压控制输出恒流环控制 D7( 输出整流二极管 ) R3 R4 C6( 二次侧 Snubber) Co Co6 ( 输出滤波电容 ) 测试报告效率 PF 和 THD 开机延迟时间峰值电压波形...9 三设计问题点分析输出负载短路不保护的问题 PF 值出现偏低效率偏低, 通常原因以下几种 : 电源启动时异常工作, 可能原因为以下几种 : EMI 的问题分析 : PCB 要求 :...2 四 +SD52528 两级方案 DEMO 设计资料原理图元件清件变压器设计规格 (EC 骨架 ); 原理图 : 绕制方法 : 电气特性 : 测试报告...25 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 3 页

4 一概述是一款有源功率因数校正控制电路, 适合用于反激式高功率因数 LED 照明, 该电路具备一般的 PFC 控制电路的功能外, 还加入各种保护功能, 如 : 软启动输出负载短路保护原边过流保护等, 本电路含有零电流检测, 且工作于临界导通模式电路内部集成了各种异常状态保护功能, 包括欠压锁定过压保护脉冲前沿消隐过流保护和温度保护功能, 当电路发生保护时, 进入自动重启模式, 直到系统正常工作为止. 芯片的主要特点 : * 极低的启动电流 (5uA) * 输出负载短路保护 * 软启动功能 * 较宽的 Vcc 供电滞环 (9V) * 临界导通模式 * 原边过流保护功能 * 高性能的模拟乘法器 * Vcc 电压过欠压保护 * 无音频噪声.2 芯片的管脚描述管脚编号管脚名称管脚描述 INV 误差放大器的反相输入 2 COMP 误差放大器的输出管脚, 此管脚和 INV 脚之间连接一个反馈补偿网络 3 MULT 乘法器的输入管脚 4 CS 电流采样输入端 5 ZCD 零电流检测输入脚 6 GND 地 7 GD 输出驱动管脚 8 VCC 电源电压杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 4 页

5 4 8 3 以下是我司选择作为典型 DEMO 的设计指导全过程二 DEMO 设计指导 2. 设计规格输入参数符号最小值典型值最大值单位备注输入电压 V IN Vac 2 Wire no P.E 输入电压频率 f HZ 输出负载输出电压 Vout V 负载输出电流 Iout A 输出电流纹波 A 20 MHz 带宽输出电压纹波 V 20 MHz 带宽平均效率 % 输入 230Vac 功率因素 PF 输入 230Vac 负载短路平均功耗 Pin W 2.2 电路原理图 F 2 DB Vin+ R5 D7 C6 Vo LED+ 90V-265V AC 90V-265V AC Vin+ R9 R20 R Lcom 3 C8 2 4 VCC R2 D2 C9 R8 Va C C5 R3 D2 2 4 T R4 D6 Co Co2 Co3 Co4 Co5 Co6 SGND Vbb D3 RL C4 ILim R2 LED- R5 INV C6 C7 C3 R4 R6 C2 R0 C3 C R32 Vcs U INV Vcc COMP GD MULT GND CS ZCD Va R3 R2 D4 R9 R7 Q Vcs RS5 RS4 RS3 RS2 RS INV R VCC U2 Vbb R8 SGND D5 7 C C0 U3B 6 5 ILim R27 R25 R26 8 Vbb 6 R24 Vref U4 SGND D9 Vbb Vo R23 R29 CY SGND C8 U3A Vref 3 2 R30 R3 SGND 单级 54W 电路原理图杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 5 页

2.3 PCB Layout TOP 层 BOTTOM 层 2.4 元件清单序号使用使用品名规格数量序号位置位置品名规格数量 R R2 50K 206 0.25W 2 28 C5 00pF 200V 206 X7R 2 R0 R 0K 0603 0.W 2 29 C6 0.

25W 2 32 C3 C6 00pF 200V 206 X7R 2 6 R8 2R 206 0.25W 33 C5 0.uF X7R 0805 7 R22 R30 2200pF 250VAC Y 0R 0805 0.

6 2.3 PCB Layout TOP 层 BOTTOM 层 2.4 元件清单序号使用使用品名规格数量序号位置位置品名规格数量 R R2 50K W 2 28 C5 00pF 200V 206 X7R 2 R0 R 0K W 2 29 C6 0.0uF 275Vac Film 3 R2 2K W 30 C8 0.uF 275Vac Film 22uF 50V Aluminium 4 R3 00K 色环电阻 /4W 3 C9 Electrolytic Capacitor (5*0) 5 R4 R5 22R W 2 32 C3 C6 00pF 200V 206 X7R 2 6 R8 2R W 33 C5 0.uF X7R R22 R pF 250VAC Y 0R W 3 34 CY R38 Capacitor Co Co2 470uF 50V Aluminium 8 R23.5K W 35 Co3 Co4 Electrolytic Capacitor 6 Co5 Co6 (0*6) 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 6 页

7 序号使用位置品名规格 9 R24 7.5K W 36 使用数量序号位置品名规格数量 C7 C2 C7 C8 Not used 4 0 R25 0K +/-0.5% W 37 DB GBU406 整流桥 R26 K +/-0.5% W 38 D 跳线 2 R27 30K +/-0.5% W 39 D2 D6 A 000V fast recovery D2 diode FR07 3 4A 200V rectifier diode 3 R29 68K W 40 D3 MUR420 4 R3 47K W 4 D4 D5 A 00V Fast diode D9 N448 3 MUBR A 200V 5 R3 4.7K W 42 D7 SCHOTTKY 6 R32 0R W 43 Z Z2 Z3 D8 Not used 4 7 R4 R5 2M W 2 44 T 变压器 PQ R6 39K W 45 Lcom 25mH 3A 共模电感 9 R7 20K W 46 U 20 R8 8.2K W 47 U3 LM358 运放 2 R9 5R W 48 U2 光耦 PC87A 22 RS RS2 RS3 RS4.5R W 5 49 U4 TL43 SOT-23-3 RS5 23 RL 0.5R 色环电阻 3W +/-% 50 Q2 跳线, 漏极与源极 R28 R35 R6 R7 24 2A 650V high R9 R20 Not used 5 Q voltage MOSFET R2 R36 SVF2N65F R37 R33 R34 25 C 0.47uF 630V Film 52 Q3 Not used 26 C2 2.2nF 6V X7R F 2A FUSE 27 C3 C4 C0 C uf 6V X7R 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 7 页

基本工作原理 : 第一, 功率管导通时 (Ton), 变压器原边电感电流按照固定斜率上升, 副边二极管处在关断状态当电流峰值达到内部基准电压 ( 为 AC 输入电压全波整流后的采样电压信号与电压环的误差放大器输出信号的乘积 ) 时, 关断开关管第二, 功率管关断时 (Toff),

8 2.5 DEMO 照片正面反面 2.6 反激 PFC 电路的工作原理一般的开关电源整流桥后的滤波电容平滑了输出电压, 但输入电流却变成尖脉冲, 造成功率因数低和电流谐波畸变严重的原因是一款工作于临界导通模式, 采用峰值电流控制的 PFC 控制器, 可以使输入电流波形完全跟踪输入交流电压的波形, 从而提高功率因数和降低电流谐波畸变基本工作原理 : 第一, 功率管导通时 (Ton), 变压器原边电感电流按照固定斜率上升, 副边二极管处在关断状态当电流峰值达到内部基准电压 ( 为 AC 输入电压全波整流后的采样电压信号与电压环的误差放大器输出信号的乘积 ) 时, 关断开关管第二, 功率管关断时 (Toff), 原边绕组电流转移到副边绕组, 副边功率二极管正向导通, 并对输出负载和输出电容提供能量期间内, 原边 MOS 管一直处于判断状态并承受高压 ; 输出电压对变压器进行复位, 副边绕组电流开始不断下降, 当辅助绕组 ZCD 脚电压下降至 0.25V 时, 产生一个功率管开通信号, 一个周期结束进入到下一个 Ton, 并不断重复在一个正弦半波内频率是不断变化, 而导通时间是固定不变的, 具体的原理波形和一周期内各点电压波形如下两图 : 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 8 页

9 原理波形功率管漏端电压功率管电流 IQ 辅助绕组电压 Id Toff Ton 一个开关周期内各点电压波形 2.7 变压器设计步骤变压器设计方法较为繁琐, 计算出来的参数一般会存在偏差另外, 磁芯大小, 原边电感, 气隙大小, 原边线圈匝数的选择, 以及在磁芯内直流成分和交流成分之间的相互影响等问题都要在设计中应细致考虑 2.7. 磁芯的选择设计的额定输出功率 :Pout=36V.5A=54W, 但是为了留有一定裕量, 我们把输出电压放到 38V, 这样 :Pout=38V.5A=57W 反激式变换器工作于电流断续模式下, 其副边整流二极管的反向恢复电流几乎为零, 那么它作用在功率开关管上的电流尖峰将大大减小, 所以原副边的损耗也将大大减小, 实际中转换效率可以提高假设我们把效率设定为 0.9 Pin(set)=Pout/η=57W/0.9=63W 从变压器的磁性材料传递功率与尺寸的关系上可以得到反激式变换器工作在 60W 左右的可以选择杭州股份有限公司 Tel: 共 25 页第 9 页

10 PQ2620 磁芯计算副边最大峰值电流副边最大峰值电流计算公式 : I = PK _ S f f ac ac 0 2 I V in (min) O in(min) 2 V 2 + n V 此处 : V,fac 是输入 AC 频率 50HZ, 根据选择的 MOSFET 耐压, 取相应的 in(min) = 85( V ) 匝比, 这里选择 650V, V = 2 V + n V + 50, 因此选择 n=3; DS in(max) O O dt I PK _ S 2.5 = =.( A) dt 计算原边峰值电流原边峰值电流计算公式 : Ipk _ p = I PK _ S n 原边峰值电流 :. Ipk _ p = = 3. 7( A) 计算初级电感量初级电感量最大值计算公式 : L p _max = n V 2 V O in(min) ( 2 ) f I V +V min PK _ P in(min) O 其中 : 开关频率设置最低频率点 fmin = 40KHZ 初级电感量最大值 : Lp _max = = 0.56( mh ) ( ) 计算初级匝数恒导通时间计算公式 : Lp I Ton = V PK_ P in(min) 2 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 0 页

11 T on(max) = = 7.2uS 85 2 Ae 磁芯面积, 查 PQ2620 的 Ae 值为 : Ae = 2 20( mm ) 对于铁氧体材料的磁芯, 在 00 C 时的饱和磁通密度 Bmax=0.3T 初级匝数 : V Np = in(min) 2 T B max A e on(max) Np = = 计算次级匝数次级匝数计算公式 : Np 57 Ns = = = 9 n 3 根据变压器的骨架及线径效率情况, 实际取 Np=38TS Ns=2TS 计算原副边辅助供电绕组辅助供电绕组的计算公式 : 根据实际选择的匝比, 重新计算 : 原副边匝比 : n=3.6 副边最大峰值电流 : I I 原边最大峰值电流 : 最大导通时间 : T Vcc Ns 20 2 Na = = = 6.7 取 7TS Vo 36 PK PK _ S = 0.3( A) _ P = 3.26( A) B A N max e p on(max) = = V in(min) 2.4( us) 原边电感量 : L P V 2 T in(min) on(max) = = I PK _ P 0.42( mh ) 实际应用中考虑各种情况, 留点裕量, 取 Lp=0.38(mH) 再根据实际数据验证最大磁通密度 Bmax: B 最后结果 Bmax<0.3T, 基本符合设计要求 L I ( T ) pk _ p 3 max = = = Np Ae 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第页

12 2.7.9 变压器绕法开关电源中高频变压器性能的优劣不仅对电源效率有较大影响, 而且直接关系到电源的其他技术指标和电磁兼容性, 变压器绕组的先后顺序绕组的层数及紧密度会直接影响 EMI 效果, 但对于 40W 以上, 推荐采用夹层绕法, 这里绕组顺序为 ( 从里到外 ) Np( 初级绕组 ) Sheilding( 屏蔽绕组 ) Ns( 次级绕组 ) Na_p( 原边辅助绕组 ) Np( 初级绕组 ) Na_s( 副边辅助绕组 ) 辅助绕组以铺满整个骨架的绕线空间为宜, 需平整密绕有序, 尽量一层绕完, 当传导干扰在频段较高时, 可以改变变压器的绕组的绕法来改善, 初级绕组一般分为三层, 以三层初级绕组为例, 可将连接到主开关管的集电极或漏极的那层绕组夹在另外两层中间, 这样可使初级主绕组之间差模电流相互抵消, 有效的降低初级绕组的层间电容的干扰, 屏蔽层的宽度以等于或稍大于初级主绕组的宽度为宜, 屏蔽层既可以用铜线也可以用铜皮, 一般铜皮的屏蔽效果会比较明显, 屏蔽层的首尾不应相连, 收尾部分应略超出起始点, 约. 圈左右, 边缘部分一定要有良好的绝缘, 屏蔽层的引出线应从铜皮的中间引出, 根据不同的电源可接初级地或初级高压直流端, 次级绕组一般为三重绝缘线, 在满足电流密度的条件下, 尽可能选择一层即可绕完的线径一个高效率的高频变压器应符合直流损耗和交流损耗低漏感小绕组本身的分布电容及各绕组之间的耦合电容小等条件变压器应采用夹层绕法 ( 俗称三明治绕法 ) 以减少漏感为防止高频变压器的泄漏磁场对相邻电路造成干扰, 可以把一铜片环绕在变压器外部构成屏蔽带并接地该屏蔽带相当于短路环, 能对泄漏磁场起到抑制作用, 有效降低输出纹波, 杂散磁场会在铜皮屏蔽内产生相反的电流, 可以部分地抵消其影响, 如有必要, 铜皮屏蔽还可以连接到初级返回端, 以降低静电耦合的干扰, 如果使用了铜皮屏蔽, 必须注意初级引脚通过屏蔽带至次级引脚之间要保证足够的爬电距离变压器安规要求对于普通的开关变压器的磁芯来说, 如果都直接从变压器的引脚上出线是无法满足安规要求, 通常的解决变压器安规办法有以下几种 : 采用次级出线部分延伸的骨架, 例如 :EE65 EE32 等, 此类骨架目前在韩国应用较多, 国内也会越来越普及 ; 2 当 PCB 结构限制必须使用普通骨架时, 次级的引线出线可以采用飞线的方式, 且变压器次级的所有脚都必须拔除 ; 注 : 变压器的引脚如果没有套上绝缘套管, 那么在引脚处的隔离距离可能也仅为胶纸加挡墙的厚度, 所以变压器的引脚需要套上绝缘套管且套管要穿过挡墙杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 2 页

4mm 悬空 7 Pin 9TS 密绕第六层 : 副边 VCC 层 (Na_s) TE X-EΦ0.

13 3 当 PCB 结构限制必须使用普通骨架时, 在变压器的初级与次级的两端增加 3mm 档墙 2.7. DEMO 的变压器详细规格 : ⑴ 原理图与实际骨架 ⑵ 绕制方法线材起绕点终点圈数备注第一层 : 初级层 (Np) Φ0.4mm 9Pin 悬空 9TS 密绕第二层 : 屏蔽层 (S) Φ0.5mm*2 Pin - 35TS 密绕第三层 : 次级层 (Ns) TEX- EΦ0.5mm*2 A B 2TS 密绕第四层 : 原边 VCC 层 (Na_p) Φ0.25mm*3 Pin 0Pin 7TS 密绕第五层 : 初级层 (Np) Φ0.4mm 悬空 7 Pin 9TS 密绕第六层 : 副边 VCC 层 (Na_s) TE X-EΦ0.25mm*2 C D 7TS 密绕 A B C D 变压器飞线初级绕组第一层结束时不挂在任何引脚, 要留足够长的线绕第五层 ⑶ 电气特性描述条件参数 Np 电感量在 Vac & 0kHz 的条件测试 7 与 9 脚之间的电感量 0.38mH ±0% Np 漏感短路 A 与 B 脚测试 7 与 9 脚之间的电感量 5uH max 2.8 电参数设计 2.8. F( 保险丝 ) 由变压器计算得到 Iin 值 (0.53A), 可知使用公司共用料 2A/250V, 设计时应须考虑 Pin(max) 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 3 页

14 时的 Iin 是否会超过保险丝的额定值 TR( 热敏电阻 ) 电源启动的瞬间, 由于 C/C2( 一次侧滤波电容 ) 短路, 导致 Iin 电流很大, 虽然时间很短暂, 但也可能对电源产生伤害, 所以必须在滤波之前加装一个热敏电阻, 以限制开机瞬间 Iin 在 SPEC 之内 (5V/30A,230V/60A), 但因热敏电阻也会消耗功率, 所以不可放太大的阻值 ( 否则会影响效率 ), 一般使用 SCK053(3A/5Ω), 若 C/C2 电容使用较大的值, 则必须考虑将热敏电阻的阻值变大 ( 一般使用在大瓦数的电源上 ) VR ( 突波吸收器 ) 当雷击发生时, 可能会损坏零件, 进而影响电源的正常动作, 所以, 必须在靠近 AC 输入端 (Fuse 之后 ), 加上突波吸收器保护电源 ( 一般常 07D47K), 便若有价格上的考量, 可以先忽略不裝 CY(Y-CAP) Y-CAP 一般可分为 Y 和 Y2 电容, 若 AC Input 有 FG(3 Pin) 一般使用 Y2-CAP,AC Input 若为 2 Pin( 只有 L N) 一般使用 Y-CAP,Y 与 Y2 的差异, 除了价格外 (Y 较贵 ), 绝缘等级及耐压也不同 (Y 称为双重绝缘, 绝缘耐压为 Y2 的两倍, 且在电容的本体上会有回符号或注明 Y), 此电路因为有 FG, 所以使用 Y2-CAP,Y-CAP 会影响 EMI 特性, 一般而言越大越好, 但须考虑漏电及价格问题, 漏电 (Leakage Current) 必须符合安规须求 (3Pin 公司标准为 750uA max) 输入 EMI 滤波器抑制电磁干扰常用的方法是屏蔽接地和滤波, 滤波是抑制干扰的一种很好的方法, 而的控制方式会出现开关频率在一个正弦半波内出现几十 KHZ 的变化, 不同的输入电压下开关频率也会不同, 相对而言 EMI 会更加难以抑制, 所以 EMI 滤波电路是必要的 DB 整流桥整流桥将 AC 输入电压全波整流为正弦半波, 选择整流桥主要考虑最大的正向平均电流和耐压, 而整流桥的平均最大电流前面已经计算出 Iin(max), 这里选择使用 4A 的 GBU C ( 输入滤波电容 ) 输入电压为高频滤波电容, 主要减小高频纹波, 所选择的电容值比较小, 根据输出的功率可做适当的调整, 如果太大, 会出现整机 PF 会偏低, 可以根据以下公式进行估算 : C in 2 2η ΔV 2 2L p P O 3 in_minv in_min 其中 :ΔV in_min 是输入电容上纹波电压,Lp 是原边电感量 D6 D2( 辅助电源二极管 ) 原边辅助供电与副边辅助供电原理是一样, 首先应考虑二极管的耐压, 辅助电流的整流二极管一般常用 FR07, 对于正常工作频率如果高于 00KHZ 以上, 由于 IN4007 的反向恢复时间比较长, 如果用 IN4007 可能会造成整机效率有所下降杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 4 页

15 2.8.9 R R2( 启动电阻 ) 主要是用于提供 IC 的 VCC 启动电压, 的启动电源为 5uA, 启动电压最小 7.5V, 在 Vin 为 85V 时, 启动电阻则为 :R=Vin(min)-7.5/5*0^-6, 电阻上的功率, 假如全部加在电阻上, P=264^2/(R3+R4), 根据此情况, 可以适当选择电阻的阻值及功率 C6(VCC 滤波电容 ) 辅助电源的滤波电容, 提供 PWM IC 较稳定的直流电压, 对于 LED 驱动电源设计一般输出电压都比较高, 而输出电压建立比较缓慢时, 使得 VCC 的供电建立也会相对缓慢,VCC 电容要有足够的能量来维持 IC 的正常工作, 推荐使用大于 22uF/50V 电解电容 2.8. R8( 辅助电源电阻 ) 主要用于调整 PWM IC 的 VCC 电压, 以目前使用的而言, 设计时 VCC 必须大于 9V (min.load) 而小于 32V,VCC 电压不可以设计的太高, 否则高压带载连续开关机会触发过压保护, 如果设计太低容易造成开机比较困难, 一般设计在 20V 左右 C5 R3 D2( 浪涌吸收回路 ) 当 Q off 瞬间会有 Spike 产生, 调整 Snubber 可以确保 Spike 不会超过 MOS 的耐压值 ; 调整 Snubber 可改善 EMI, 一般而言,D2 使用 IN4007(A/000V)EMI 特性较好,R3 使用 /4W 电阻,C3 的耐压值以两端实际压差为准 ( 一般使用耐压为 600V 的陶瓷电容 ) R4 R5 R6( 线电压采样电阻 ) 与 Rs Rs5( 原边电流采样电阻 ) 通过 R4 R5 R6 三个电阻取得电压后, 送入到乘法器的输入端, 然后与输出电压反馈的误差放大信号相乘, 得到乘法器的输出电压 ( V MULT _ O ), 此电压就做为原边峰值电流的基准, 同时也通过乘法器采样信号去判断 AC 输入是否进入的欠压和过压状态, 下面推荐使用乘法器的设计方法第一 ; 先设置 AC 启动电压 Vin(on) Von R4+ R5+ R6 Vin( on) = 2 R6 此处 Von=.05V 是内部基准电压, 而可以先确定 R4 R5 可以先定一个比较大的电阻 2M, 开启电压 Vin(on)=80V, 则有 : Von ( R4 + R5).05 (2 + 2) R6 = = = 37.4( KΩ) 2 Vin( on) Von 本电路选择使用电阻值为 39K, 重新计算 Vin(on)=77V 第二 ; 计算 AC 欠压点 Vin(uv) V V in( uv) Vuv R4+ R5+ R6 = 2 R = = 70( V) 2 39 in( uv) 第三 ; 计算 AC 输入过压保护点 Vin(ov) Vov R4+ R5+ R6 Vin( ov) = 2 R6 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 5 页

16 V in( ov) = = 329( V) 2 39 其中 :Vin(on)=.05V 是开启电压门槛,Vin(uv)=0.95V 是关断电压门槛,Vin(ov)=4.5V 是过压门槛原边电流采样电阻的设计主要影响整机的输出最大功率, 同时在设计时要考虑电阻的能承受功耗问题, 由于乘法器的输入电阻已经基本确定, 可以通过下面关系式得到 : VMULT _ O Rsense I in (max) R6 39 VMULT = Vin 2 = 85 2 =.6( V) R4 + R5 + R VMULT _ O = Vmult K ( Vcomp 2.5) = = 0.66( V ) 其中 V, 是乘法器的输出 ;K 是乘法器的增益 0.38;Vcomp 是 COMP 端最高电压为 4V MULT _ O 0.66 Rsense = 0.28( Ω ) R3(ZCD 输入电阻 ) 选择和短路保护的实现 R3 的主要作用是检测电感电流是否到零和输出负载是否短路, 如果 R3 电阻选择太大, 短路保护功能会失效 ZCD 内部有正负压箝位电路, 辅助绕组上的负压最大的状态是输入电压高压情况下,ZCD 内部通过负压箝位将 ZCD 端箝位到 0V 左右, 基本上可以通过以下公式计算出范围 : Vin(max) 2 Na _ p R 3 > Np I zcd (max) 其中,Izcd(max) 是 ZCD 端最大箝位电流 3mA R3 > = 23( KΩ) 在设计输出短路保护时, 要考虑副边输出绕组与辅助绕组的耦合问题, 如果耦合越好, 漏感能量越少, 在辅助绕组上的电压不会出现很大的干扰尖峰, 从而使系统更好的实现短路保护实际应用中, 还会有其它因素引起 Vzcd 电压比计算值偏高, 可以适当在 ZCD 端加入下分压电阻 ; 短路保护设计可根据如下公式 : V Na Vzcd = S < N S 其中,Vs 为短路时副边输出绕组端电压,Na 为辅助绕组匝数,Ns 为副边绕组匝数实际选择电阻为 47K, 同时推荐预留 ZCD 端一个下拉电阻位置, 可以更好地实现短路保护 C3( 反馈电容 ) 要获得高 PF 就要输入电流与输入电压的相位的不发生变化和波形不发生畸变如果闭环速度变快, 出现的结果就是输入电流波形发生变化, 导致 PF 会变低, 所以 PFC 电路要将闭环控制响应做慢的原因 ; 此电容越小, 响应速度越快,PF 会相对低一点, 一般推荐值为 UF 的陶瓷电容 U2( 光耦合器 ) 光耦合器是以光为媒介来传输电信号的器件, 将二次侧的信号转换到一次侧, 要选用线性光耦, 而 CTR 值要能够在一定范围内做线性调整, 在开开关电源中使用光耦主要为实现输入与输出实现隔离反馈, 同时也为了符合安规需用 ( 初级对次级的距离至少需要 5.6mm 以上 ) 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 6 页 2.5

17 2.8.7 R8 R23 ( 反馈增益电阻设计 ) 系统闭环设计, 首先考虑原边光耦的电流 Ic, 考虑到光耦的 CTR 随着寿命会变小,Ic 电流选择要适当, 可以考虑设计在.5mA 左右, 2.5 Ic = R 23 R23 就可以通过上式求出, 这里选择.5KΩ, 从而 R8 的选择可以通过以下公式 2.5 Vbb VF Vea < CTRmin R23 R R8 < = 8.5( kω) 2.5 其中 : Vbb 是副边辅助源电压 20V,Vf 是光耦输入的正向电压.4 左右,Vea 是运放的最低输出电压, 一般运放最低输出电压可能到不了零伏, 可以选择 V 左右,CTRmin 是光耦 CTR 的最小值, 不同型号范围有可能不一样, 可以查相应规格书 ; 要考虑留点裕量, 这里选择 R8 选择在 8.2KΩ 输出过压控制对于 LED 驱动电源, 要设计输出过压保护功能, 通过一个比较器, 将输出电压通过 R29,R3 两个电阻分压后到比较器的反相输入端, 当输出电压超过设定值时, 比较器输出变低, 实现 INV 端实现关闭 PWM 输出恒流环控制对于输出恒流环的设计, 原理是通过采样电阻取得输出的电流后, 通过误差放大器将误差信号放大, 再通过光耦将信号送回原边, 实现恒流闭环控制 ; 具体参数配置 : 第一, 选择运算放大器 U3, 这里选用比较常用的 LM358; 第二, 采样电阻 RL 的选取, 主要考虑首先, 采样电压即误差放大器的基准电压不能太低也不能太高, 太高需要采样电阻损耗太大, 太低误差放大器容易工作不正常, 这里 0.225V 基准电压放到 225mV, 则电阻值 R = = 0.5Ω ; 其次, 要考虑采样电阻.5A 2 的功耗及封装问题, 采样电阻功耗 P = I R = W, 考虑到各种情况可以将电阻型号用大一点, 这里选用 3W 色环电阻 ; 第三, 在输出采样电阻并一个大的二极管主要考虑输出负载短路时, 减小采样电阻的应力而增加的, 但不考虑用肖特基二极管, 主要原因在于正向电压太小, 会影响输出恒流值 ; 第四, 补尝电容 C0 C 的选择, 为了获得更好的 PF 值, 闭环带宽要小于 00HZ 所以电容可以选择大一点, 这里采用两个 UF 的电容 ; 第五, 采样电压也可以加入一个低频 RC 滤波电路 D7( 输出整流二极管 ) 第一, 应考虑的耐压问题, 其最高耐压应满足 :VR=(Vds/Np)*Ns+Vout, 加上尖峰, 需要在此基础上乘以.3 或.5 倍 ; 第二, 需要考虑输出电流, 二极管的额定电流应大于实际输出电流 ; 第三, 应考虑整机效率及二极管功耗问题, 选用合适正常压降及反向恢复时间, 一般选用肖特基二极管或快恢复二极管杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 7 页

2.8.2 R3 R4 C6( 二次侧 Snubber) D7 在截止的瞬间会有 Spike 产生, 若 Spike 超过二极管 (D7) 的耐压值, 二极管会有被击穿的危险, 调整 Snubber 可适当的减少 Spike 的电压值, 除保护二极管外也可以改善 EMI,R9 一般使用 /4W 的电阻,C0 一般使用耐压 500V 的陶质电容,Snubber 调整的过程 (264V/63HZ)

18 2.8.2 R3 R4 C6( 二次侧 Snubber) D7 在截止的瞬间会有 Spike 产生, 若 Spike 超过二极管 (D7) 的耐压值, 二极管会有被击穿的危险, 调整 Snubber 可适当的减少 Spike 的电压值, 除保护二极管外也可以改善 EMI,R9 一般使用 /4W 的电阻,C0 一般使用耐压 500V 的陶质电容,Snubber 调整的过程 (264V/63HZ) 需要注意 R9 C5 是否有过热, 应避免此种情况发生 Co Co6 ( 输出滤波电容 ) 反激 PFC 输出滤波电容上的电压纹波为两倍工频的低频电压信号, 输出电容也会影响到系统的 PF 值, 输出电容与输出电容上的纹波电压满足以下公式 : I.5 CO = O = = 2388( μf) 2π f ΔV ac O 2.9 测试报告 2.9. 效率 PF 和 THD Vin Vo Io EFF PF THD % % % % % % % % % % % % 开机延迟时间通道 : 输入电压通道 2: 输出电压 90V 输入 Delay time=.s 通道 : 输入电压通道 2: 输出电压 5V 输入 Delay time=0.9s 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 8 页

19 通道 : 输入电压通道 2: 输出电压 230V 输入 Delay time=420ms 通道 : 输入电压通道 2: 输出电压 264V 输入 Delay time=380ms 峰值电压波形 90V 输入, 重负载时 Switching 264V 输入, 重负载时 Switching 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 9 页

20 三设计问题点分析 3. 输出负载短路不保护的问题 ) 原边绕组辅助绕组与输出绕组的漏感是不是太大, 主要原因是如果辅助绕组与输出绕组漏感太大, 在负载短路时, 会出现更大的噪声, 造成 IC 内部短路保护判定失效 ; 所以要在调整变压器绕法 ; 推荐变压器漏感小于 0uH, 辅助绕组与输出绕组靠近 ; 2) 零电流检测电阻即 ZCD 端输入电阻太大, 适当减小电阻或者可以在 ZCD 端对地加入一个大电阻, 都会有利于输出负载短路实现正常保护 ; 3.2 PF 值出现偏低 ) 闭环反馈响应速度是否太快, 即 INV 与 COMP 端之间的积分电容太小 ; 2) 输入电容是否设计合理, 输入电容不应太大, 如果太大, 在输入高压时 PF 基本会偏低 ; 3) 检查乘法器对地电容是否太大 ; 4) 变压器有饱和现象, 导致采样电流有异常现象影响 PF 的调节 ; 3.3 效率偏低, 通常原因以下几种 : ) 输出滤波电容的 ESR 偏大, 输出电容的 ESR 偏大, 会导致输出损耗过大, 导致整机输出效率降低 ; 2) 变压器的设计不合理 ; 3) 输入 EMI 滤波器包括共模电感差模电感的线径太细 ; 4) 功率开关管和功率二极管选择不合理, 也会导致效率偏低 ; 3.4 电源启动时异常工作, 可能原因为以下几种 : ) 判断 VCC 电压是否一直在不断重启现象, 原因是 VCC 建立的速度太慢, 应适当加大 VCC 的滤波电容或提高辅助绕组电压 ; 2) 通过计算判断先断进入 VCC 过压保护状态, 电路的 VCC 保护电压为 34V 左右, 当 VCC 大于 34V 时, 电源会进入打嗝模式, 自动重启, 需要降低 VCC 工作电压 ; 输出端出现短路等原因, 当次级出现异常状态时, 电源会进入保护状态, 直接故障消除, 因此, 需要检查输出端是否有不良短路等情况 ; 变压器的极性错误, 根据反激电源的工作原理, 初级导通时, 次级关断, 辅助绕组的供电也关断, 因此, 初级与次级及辅助绕组的极性是相反, 次级绕组与辅助绕组的极性是相同 3.5 EMI 的问题分析 : 在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰, 传导干扰还会注入电网, 干扰接入电网的其他设备减少传导干扰的方法有 : 合理铺设地线, 采取星型铺地, 避免环形地线, 尽可能减少公共阻抗 ; 设计合理的缓冲电路 ; 减少电路杂散电容等除此之外,EMI 可以利用调整变压器的绕制方法, 如何加屏蔽等来实现声干扰变压器的绕线顺序是否正常, 每个绕组层数是否合理且是否紧密 ; 初级与次级是否增加屏蔽层, 屏蔽层是否密绕且均匀布满整个骨架窗口 ; PCB 的地线是否合理, 大信号电流与小信号电流尽量分开 ; 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 20 页

21 可以利用 EMI 元件在输入回路及输出回路进入调整, 例如 : 调整输入 EMI 电感大小在变压器两端 RCD 回路中的二极管串联磁珠输出二极管上增加 RC 吸收回路等 3.6 PCB 要求 : 在连接芯片 U 输入电容 C2 高频变压器初级绕组的引线上有高频开关电流通过容易引起共模电磁干扰, 因此上述引线应尽量短, 以使印制板尺寸与环路面积最小漏极箝位保护电路的 C3 R2/ R3/ R4 D5 与变压器初级绕组的引线要尽量短接于高频变压器次级绕组的输出二极管和输出滤波电容器的回路面积应最小此外在二极管阳极阴极端的铜箔面积应足够大, 以承受较大的电流与利于散热光耦的引脚和源极脚走线应尽量短, 可使噪声耦合最小 ; 采样电阻到芯片的 CS 端线尽量短, 减小开关噪声防止 IC 的误动作杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 2 页

22 四 +SD52527 两级方案 DEMO 设计资料 4. 原理图杭州股份有限公司 Tel: 共 25 页第 22 页

23 4.2 元件清件序号使用使用品名规格数量序号位置位置品名规格数量 R R9 50K W 2 29 C6 μf X7R R2 5K W 30 C7 00pF X7R V 3 R3 R8 2M W 2 3 C8.0 nf kv Film 4 R4 39K W 32 C9 2.2nF 250VAC Y Capacitor R5 470μF 50V Aluminium 5 R36 5R W 3 33 C0 Electrolytic Capacitor R37 (0*6) 6 R6 20K W 34 C 00pF X7R V 7 R7 R25 0R W 2 35 C2 0.μF X7R R8 R9 22R W 2 36 C4 00pF 206 kv 9 R0 20K W 37 CX CX2 0.μF 275Vac Film 2 0 R 8.2K W 38 CS 0.μF 50V X7R 0805 R2 3K W 39 C7 CS2 Not used 2 2 R3 K W 40 DB DF06S 整流桥 3 R4 K W 4 D D2 A 000V fast D4 recovery diode FR R6 R7 0K W 2 42 D3 4A 400V rectifier diode MUR440 5 R20 00K 色环电阻 /4W 43 D5 A 00V Fast diode N448 6 R2 0.5R +/-% 206 SB300 3A 00V 44 D6 0.25W SCHOTTKY 7 R22 0.3R +/-% 206 Transformer, 45 T 0.25W EC250 8 R23 20R +/-% W 46 Ld Ld2 mh 0.5A 工字型电感 2 9 R24 2K W 47 L3 00μH 2A 工字型电感 20 R26 5.R W 48 Lcom2 30mH 0.5A 共模电感 2 R30 R3 5K W RS RS2 RS3 Lcom Lcom3 330μH 2A 共模电感 2.5R W 3 50 U 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 23 页

24 序号使用位置 R5R27 R28R29 R32 R33 J J2 Co 品名规格使用数量序号位置品名规格数量 Not used 8 5 U2 SD μF/50V Electrolytic (5*0) Aluminium Capacitor 52 U3 Opto-coupler PC87 25 C 0.μF 630V Film 53 U4 TL43 SOT μF/50V Aluminium 7A 650V high 26 C2 C3 Electrolytic Capacitor 2 54 Q voltage MOSFET (5*0) SVF7N65F 27 C4 000pF X7R MOV VARISTOR 07D47 28 C5 C3 μf X7R F 2A FUSE 4.3 变压器设计规格 (EC 骨架 ); 4.3. 原理图 : 绕制方法 : 线材起绕点终点圈数备注第一层 : 屏蔽层 (S ) Φ0.mm*2 5Pin - 7TS 接高压地第二层 : 初级层 (Np) 0.25mm* Pi n 2Pin 29TS 密绕第三层 : 屏蔽层 (S2) 0.mm*2 5Pi n 7T 7TS 接高压地第四层 : 次级层 (W4) TEX-EΦ0.35mm* A 20T B 密绕第五层 : 屏蔽层 (S3) core(0.05*6m m) 5Pin - 7T S 接高压地第六层 : 初级层 (Np) 0.25mm* 2Pin 3Pin 27TS 密绕第七层 : VCC 层 ( Na) Φ0. 2mm 5Pin 4Pin 0T S 密绕杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 24 页

25 4.3.3 电气特性 : 初级电感量在 Vac & 0kHz 的条件下, 测试与 3 脚之间的电感量 0.7mH, ±0% 初级漏感在 Vac & 0kHz 的条件下 A 与 B 脚测试与 2 脚之间的电感量 5uH (Max.) 4.4 测试报告 Vin Vo Io EFF PF THD % % % % % % % % % % % % 杭州股份有限公司 Tel: caojinping@silan.com.cn 共 25 页第 25 页

Microsoft Word - 单级隔离型36W LED驱动器测试报告－V1.0

Microsoft Word - 单级隔离型36W LED驱动器测试报告－V1.0 PFC 控制器 SA7527 Silan 杭州士兰微电子股份有限公司单级隔离型 36W LED 驱动器测试报告 -----SA7527 士兰保留说明书的更改权, 恕不另行通知! 产品提升永无止境, 我公司将竭诚为客户提供更优秀的产品! 地址 : 杭州市黄姑山路 4 号邮编 :310012 电话 :+86-0571-88210880 Http://www.silan.com.cn 传真 :+86-0571-88211612