开关稳压电源设计报告2.doc

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袍好蒙
7 years ago
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1 开关稳压电源设计报告摘要本设计是对 27 年全国大学生电子竞赛的 E 题电路的设计是利用并联型开关稳压电源的拓扑结构, 通过分析以 CT494 芯片为核心的 PWM 控制器的工作原理, 实现了 C C 变换得出适合于设计要求的主电路的结构, 并在此基础上设计出控制电路保护电路驱动电路运用调节占空比的大小自动控制输出电压, 并对各部分电路的原理进行分析设计出电路的闭环控制系统, 使电源工作在一个稳定的系统, 并留出 2% 较大的控制余量根据设计要求以及主电路的结构, 对电路中各参数进行计算最后对电路进行测试, 并根据其进行改进关键词 : 开关稳压电源 PWM CT494 芯片驱动电路 1. 题目分析与方案论证 : 图 1 电源框图 a. 题目分析 : 题目给出的框图如图 1 所示该方案是通过变压器降压, 再经过整流电路滤波电路得到直流电, 再经过 C-C 的变换控制电路, 得到要求的直流电要使电路能达到设计要求,C-C 变换的关键是 PWM 控制它是开关电源的核心部分, 由功率变换和高频整流两部分组成题目需要将直流电源转换成大于输入电压的稳定的输出电压串联型稳压电路是降压型的电路, 并联型稳压电路是升压型的电路所以我们采用的并联型开关稳压, 通过升压电路, 能使得输出电压大于输入电压通过调节占空比使输出电压为 3V-36V 可调 b. 方案论证 : 交流电 22V/5HZ 变压器整流滤波保护电路 PWM 控制电路负载滤波 MOS 门电路图 2 方案一框图图 3 方案二框图 1

2 方案一的电路简单, 清晰, 易于操作调试且 PWM 的的外围参数设置方法多样易控制方案二的优点是线性可调, 但是高频变压器绕制要求较高, 整体配置调试难度大因此, 我们选择方案一 2. 桥式整流电路与电容滤波电路图 4 桥式整流电路与电容滤波电路首先把交流电转化成直流电这里采用桥式整流桥式整流与半波整流的相比, 输出电压的脉动小很多由于还需要进行 C-C 的确变换, 对直流的要求不是很高, 所以在整流后只加上一个电容进行滤波, 以减小整流后直流电中的脉动成分图 5 整流与滤波后的电压波形图 3. C-C 主回路的拓扑结构并联开关型稳压电路的拓扑结构如图 6 所示其中输入电压的 1为直流供电电压, 晶体管 T 为开关管, 开关管的基极信号 u 为矩形波 ( 也是 PWM 的输出 ), 电感和电容 C 组成滤波电路, 为续流二极管图 6 a. 控制方法与实现方案 2

3 图 7 中,T 管的工作状态受 u 的控制当 u 为高电平时, 饱和导通, 1 通过 T 给电感充电储能, 充电电流几乎线性增大 ; 因受到反压截止 ; 滤波电容 C 对负载电阻放电, 等效电路如 (b) 所示, 各部分电流如图标注当 u 为低平时,T 截止, 产生感生电动势, 其方向阻止电流的变化, 因而电流与 1同方向, 两个电压相加后通过二极管对 C 充, 等效电路如 (c) 所示所以, 无论 T 和的状态如何, 负载电流方向始终不变经过分析, 可以得出控制信号 u, 电感上的电压 u 和输出电压的波形, 如图 (c) 从波形分析可知, 只有当足够大时, 才能升压 ; 并且只有当 C 足够大时,; 输出电压的脉动才可能足够小 ; 当 u 的周期不变时, 其占比愈大, 输出电压将愈高在其工作原理下, 当开关晶体管导通期间, 输入电压加到储能电感的两端 ( 这里忽视了 V 的饱和压降 ), 二极管 V 因被反向偏置而截止在此期间流过的电流为近似线性增加的锯齿形电流如 (b), 并以磁能的形式储能存在中在这期间的 t * n : 在开关晶体管 V 截止时, 储能电感两端的电压极性相反, 此时二极管 V 被正向偏置而导通储能在中的能量通过二极管的 V 输送给负载电阻 R 和滤波电容 C 在此期间中的泄放电流是锯齿形电流的线性下降部分 ( 图 C) 所示, 这期间电流变化 2 1 t ff * 同理, 当开关晶体管 V 的导通期间在储能电感中增加的电流数值应该等于开关等于截止期间在储能电感减少的电流值只有这样才能达到动态平衡, 才能给负载电阻 R 提供一个稳定的输出电压所以有即是又 t * n t ff * 因为 t n T* 和 t ff T*(1-) 整理得 : tn * t * 占空比: 设晶体管 V 的开关转换周期 T, 导通 1 变化值为 1 ff 其的时间为 t n, 截止期的时间为 t ff, 占空比为 ( ) 是输出电压与输入电压的 T 关系 b. 提高效率的方法及实现方案由 tn * t * 是输出电压与输入电压的关系所以 1 大于 ff 图 7 t n 3

要高 C-C 的变换效率应该综合考虑各种因素 1 提高开关的变换速度, 因任何一个晶体管和二极管的导通到截止和从截止到导通的转换过程都需要一定的转换时间可以采用反向恢复时间短, 导通时间快的肖特基二极管快恢复的二极管作为续流二极管也可以在续流二极管 V 的电路中的串一个电感很小的电感 1, 则利用电感的电流不能突变的特性来抑制二极管的反向恢复期间内的反向电流进而提高效率 2

4 要高 C-C 的变换效率应该综合考虑各种因素 1 提高开关的变换速度, 因任何一个晶体管和二极管的导通到截止和从截止到导通的转换过程都需要一定的转换时间可以采用反向恢复时间短, 导通时间快的肖特基二极管快恢复的二极管作为续流二极管也可以在续流二极管 V 的电路中的串一个电感很小的电感 1, 则利用电感的电流不能突变的特性来抑制二极管的反向恢复期间内的反向电流进而提高效率 2 提高工作效率, 开关稳压电源的效率 η 与储能电感上的损耗功率也有反比例的关系, 所以在提高电源输出率的过程中, 要选择适宜的储能电感 c. 采用以 CT494 芯片为核心的 PWM 控制器的 C-C 变换 T494 是一个固定频率的脉冲宽度调制电路, 内置一个线性锯齿波振荡器, 振荡频率可通过一个外部电阻和一个电容进行调节 1 具有完整的脉宽调制控制电路 ;2 片内有两个误差放大器 ;3 片内有 5V 的基准电压 ;4 死区时间控制可以调节 ;5 输出级晶体管额定电流可达 5mA;6 输出控制可用于推挽半桥或单端工作电路 ;7 具有欠压封锁功能工作温度范围 :T494 为 -4 ~85,T494C 为 -2 ~85 图 8 T494 内部结构电路图 4. 电路设计与参数计算 a. 主回路器件的选择及参数计算 1 开关晶体管 T 的选择 : 并联型原理图 ( 图 6) 可见, 开关管 V 上所承受的最大电压又因为上式的输出和输入电压之间的关系考虑到输入电压有 1% 的波动, 电感上的反峰尖刺电压为稳定压值的确 2% 开关晶体管 V 上所承受的电压实际为 1.1* 通常选择时对管子的有一定的裕量所以取其工作电为 8% 的额定电压值, 则有 CEQ 1 即是 CEQ *(1.32/.8) * CEQ 1.65*36 6V 2 电极电流的计算 : 同理从并联型原理图可见在晶体管导通期间, 流过开关晶体管 V 的电流也就是在该期间内流过储能电感中的电流, 也就是输入电流从如果, 不考虑电路中的其它耗散功率时, * 1 当选择管子在实际工 4

5 作时, 也考虑一定的裕量, 应该把工作电流取为 8% 额定电流值所以 1.8 所以 c * 1.25 * 1.25*2 2.5A 3 极管 V 的选择反相电压的计算 : 在开关晶体管 V 导通期间, 二极管 V 因反相偏置而截止, 此时 V 上所受的电压为输出电压此外, 在选择二极管时, 都应该有一定的裕量, 一般留 2% 的裕量, 所以二极管的反向耐压为 : 1 * *36 45V, 正向导通电流 1A C15 13 R25 R26 1K C16 2.2uF 5V ( ) 4 滤波电容 C 的选择 : 并联型开关稳压电源达到稳定状态后, 输出电压稳定在所设计的恒定电压值上, 处处支流电流由于在开关管 V 导通期间全部负载电阻 R 上的电流都是由电容 C 供给的, 所以这时候电容 C 上的电流就等于电源的输出电流, 并且在这期间电容 C 上的电压变化量为输出电压的波纹电压值, 此时我们就如下的关系式 t n T 1V 所以 C 22uF C C f ( + ) b. 耐压值的计算: 当开关管 V 截止时间, 加在滤波电容 C 的两端的电压为输入电压 ; 当开关管 V 导通期间, 加在电容 C 上的电压为输出电压,( 储能电感上的电压降和二极管 V 的正向导通压降这里都被忽略了 ) 而并联开关电源的特征是输入电压为比输出电压小, 这里就输出电压, 在确定电容耐压的标称值时应留有 5% 的余量所以, 滤波电容 C 的耐压值应由下式决定 c 3 3*3611V c. 能电感的选择 : 在分析并联型开关稳压电源的工作原理时已经讲过, 在开关管 V1 导通的 t 期间, 储能点感的电源的增量应于开关官 V 截止的时间 t 渐渐储能电感上的电流的减少量相等, 所以有 (+) (-) 式中,(+) 表示增加量,(-) 表示减少量, 即两中变化的数值相等, 极性 ( 方向 ) 相反给出类储能电感上的电流的增量, 又给出了储能点感上的电流的减少量, 现在就可以 C7 R15 计算出储能电感上的电流在一个转换周期内的 12 22K Vref 1 变化的峰值为 : 1.6uf 15 Vref -V C14 +V2 E V1 1 9 F +V1 E1 R16 T494 1 ( 1-δ ) 15uH 3 16uf 3 11 C6 COMP C2 Push2 7 η f + 7 η f 4 8 ( ) 5. 控制电路控制电路是与 T494 芯片为核心 T494 是一种性能优良的脉宽调制控制电路, 可作为推挽式全桥式半桥式开关电源控制器, 工作额定频率为 1kHz 3kHz, 输出电压可达 4V 它具有 (1) 具有完整的脉宽调制控制电路 ; (2) 片内有两个误差放大器 ; 13 5 TC OC CT R17 2 Vref R GN VREF 6 图 9 (3) 片内有 5V 的基准电压 ;(4) 死区时间控制可以调节 ;(5) 输出级晶体管额定 RT 12 C1 VCC R27 1R Push1 Vcc 5

6 电流可达 5mA;(6) 输出控制可用于推挽半桥或单端工作电路 ;(7) 具有欠压封锁功能工作温度范围 :T494 为 -4 ~85,T494C 为 -2 ~85 首先由于,1 2 脚和脚分别为两个比较器输入端 ; 由于该电源只对一路电压输出, 所以只需要一组比较器, 及把脚分别接 V ref 地, 屏蔽掉然后 1 脚接反馈 F,2 接标准电压 V ref, 通过比较 1 2 脚地电位, 来控制占空比在本控制器中只用到了 T494 的误差放大器, 故将误差放大器 H 的 N 十 (16 脚 ) 接地 N (15 脚 ) 接高电平为保护 T494 的输出三极管, 经 R26 和 R25 分压, 在 4 脚加接近.3V 的间歇期调整电压 R13 C14 和 C6 组成了闭环校正网络, 然后通过分析得出该电源的工作频率为 3kHz, 又因为 5 6 脚为振荡器的 R T C T 输人端, 决定工作频率其公式 1.2 如下 : f ( khz) R- R T 端的电阻 RC ( K Ω ) C C T 端的电容 ( µ F ) 6. 驱动电路开关稳压电源中的开关管 V 要求在关断的时候就能迅速关断, 并能维持关断期间的漏电电流近似等于零 ; 在道统时要能迅速道统, 并能维持导通期间的管压降近也近似等于零开关管 V 趋于关断时的下降时间和趋于导通时的上升时间的快慢是降低开关晶体管 V 损耗功率, 提高压电图 9 源效率的主要因素, 要缩短这两个时间, 除了选择高反压, 高速度, 大功率开关管以外, 主要还取决于加在开关管基极的驱动信号这里我们采用了互补驱动电路保护电路 : 为了实现保护电源工作, 需要一个保护电路为了使电路排除故障后, 电源能自动恢复为正常的状态所以在设计电路时应该采用限流式过流保护 7. 测试方法与数据 : 测试方法 : 输出电压检测法 ; 最大输出电流检测法 ; 电压调整率检测法 ; 负载调整率检测法 ; 输出噪声纹波电压峰 - 峰值检测法 ; C-C 变换器的效率检测法 ; 动作电流检测法 ; 测试仪器 : 2MHz 普通示波器 b.6mhz 双通道数字示波器 e. 低频毫伏表 g. 普通频率计 h. 失真度测试仪. 直流稳压电源 k. 四位半数字万用表测试数据 :1 使用万用表的 C2V AC2V 的量程. 分别测输出, 输入. 并且记录下来在常温下 (AC18 V 输入,+36V 输出正常条件下改变 +36V 输出的负载, 使负载从轻载到满载 (1%~1%,2.5A) 变化 ) 记录各组输入和输出电压如下表 : 电流 (A) 18V 36V 6

7 wt 2 从电压变化和电流变化情况看来, 电压调整率能达到小于等于 2% 的要求并且, 当电路中的电流超过 2.5A 的时候, 电路能达到自动停止工作 8. 发挥部分 1 可以通过提高开关节变换速度减小开关变换时间 2 可以提高工作效率来加快 C-C 的变换通过两种以了两种方法进一步提高电压调整率, 提高负载调整率和提高效率排除过流故障后, 电源能自动恢复为正常状态 7

8 附件 T494 的极限参数名称代号极限值单位工作电压 Vcc 42 V 集电极输出电压 V c1,v c2 42 V 集电极输出电流 c1, c2 5 ma 放大器输入电压范围 V R - 3V +42 V 功耗 P 1 mw 热阻 R θja 8 /W 工作结温 T J 125 工作环境温度 T494 T494C T A T NCV 额定环境温度 T A 4 参考文献 1. 何希才开关电源应用设计与维修学技术文献出版社 2 何英 PROTE 99 入门与提高械工业出版社 3 刘选实用电源技术手册辽宁科学技术出版社 4 吴财福磁性元件分析与设计中正大学电机工程研究所 5 何希才. 新型开关电源及其应用. 人民邮电出版社张占松. 开关电源的原理与设计. 电子工业出版社叶治政. 开关稳压电源高等教育出版社黄俊, 王兆安. 电力电子变流技术. 机械工业出版社.22 9 叶斌. 电力电子应用技术及装置. 中国铁道出版社王维平. 现代电力电子技术及应用. 东南大学出版社.21 8

电子技术基础 ( 第版 ) 3. 图解单相桥式整流电路 ( 图 4-1-3) 电路名称电路原理图波形图整流电路的工作原理 1. 单相半波整流电路 u 1 u u sin t a t 1 u 0 A B VD I A VD R B

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